Pimenov_V_Yu__Volman_V_I__Muravtsov_A_D_Tekhni

генератора, работающего на частоте f0, подается в плечо 1, а к пдечам 2, 3 и 4 подкллючены согласованные нагрузки. Мощность Р, из плеча 1 делится тройником на две равные части, что создает в кольце две бегущие навстречу друг другу волны: одна обегает кольцо по часовой стрелке

(припишем всем величинам, характеризующим эту волну, верхний индекс"+"), а другая - против часовой стрелки (припишем всем величинам, характеризующим эту волну, верхний индекс "-").

Отметим, что при произвольных значениях ZBK и ZB часть мощности Р1 будет отражаться обратно в плечо 1 от входа кольца.

Определи фазу каждой из волн , бегущих по кольцу, на входе 2, 3 и 4 плеч, приняв за 0 фазу этих волн в месте возбуждения. Сдвиг по фазе, получаемый волной, бегущей по часовой стрелке, на входе плеча 2 равен π12+=π/2 поскольку для этой волны расстояние по кольцу от плеча 1 до плеча 2 равно

Λ0/4. Волна, бегущая против часовой стрелки, пробегает расстояние между плечами 7 и 2, равное

Λ0/4 + Λ0/4 + 3Λ0/4 = 5 Λ0/4, и получает фазовый сдвиг φ12- =π/2 + π/2 + Зπ/2 = 5π/2. Аналогично можно записать φ13+=2π, φ13-= π, φ14+=5π/2, φ14-=π/2. Как видно, к плечам 2 и 4 волны приходят в фазе и складываются в этих плечах, а к плечу 3-в противофазе, вследствие этого в кольце вблизи входа плеча 3 образуется узел электрического поля. Поэтому мощность из кольца поступает на выходы 2 и 4 и не поступает на выход 3 моста. При этом в плечах 2 и 4 моста на одинаковом расстоянии от кольца амплитуды и фазы вектора Е распространяющихся волн одинаковы.

Определим связь между величинами 2ВК и ZB, обеспечивающими отсутствие отражений мощности Р^ от места соединения подводящей линии с кольцом. Поскольку при возбуждении плеча 1 в кольце на входе плеча 3 образуется узел электрического поля, то в этом месте устроим режим КЗ (рис.

14.16). В этом случае линия, образующая плечо 1, оказывается нагруженной в месте стыка с кольцом на параллельное соединение четвертьволновых отрезков ab и ас, каждый из которых, в свою очередь,

нагружен на сопротивление Z8, поскольку входные сопротивления коротко-замкнутых отрезков bd и

се, длина которых равна З Λ0</4 и Λ0/4, равны бесконечности. Поэтому входное сопротивление кольца в месте соединения его с линией, образующей плечо 1, равно ZBK2/(2ZB). Если сделать это сопротивление равным ZB, т.е. выбрать

ZBK= =√2 ZB, то в первом приближении (пренебрегая реактивными сопротивлениями эквивалентной схемы Т-тройника) волна будет проходить из линии, образующей плечо 1, в кольцо без отражений.

Аналогично можно рассмотреть возбуждение кольцевого моста со стороны любого другого плеча.

Это позволяет сформулировать следующие правила:

при возбуждении любого из плеч согласованного кольцевого моста мощность делится поровну между двумя рядом расположенными плечами, т.е. из плеча 1 переходит в плечи 2 и 4, из плеча 2-в 1

и 3, из 3-в 2 и 4, из4-в 1 и 3;

при возбуждении плеча 1 в плечах 2 и 4 появляются синфазные волны, а при возбуждении плеча 3 в

тех же плечах 2 и 4 появляются противофазные волны, ибо расстояния от плеча 3 до плеч 2 и 4

отличаются на Λ0/2.

Кольцевой мост может быть реализован на основе иных линий передачи, например на основе прямоугольных волноводов с помощью Е- или Н-плоскостных Т-тройников. В длинноволновой части диапазона СВЧ подобные мосты изготавливают на основе коаксиальной или двухпроводной линии. Основными недостатками кольцевого моста являются сравнительно узкий рабочий диапазон

(около 5 % от f0) и сравнительно большие габариты. 14.1.3. Применение направленных ответвителей и мостов

Деление (суммирование) мощности. В диапазоне СВЧ часто приходится осуществлять либо деление входной мощности на несколько частей, либо сложение в общей нагрузке мощностей двух или большего числа передатчиков, работающих как на одинаковых, так и на разных частотах.

Применение направленных ответвителей и мостов для деления входной мощности на две (в общем случае неравные) части не требует дополнительных пояснений.

Следует отметить, что при этом устраняется взаимное влияние неидеально согласованных нагрузок,

подключаемых к выходным плечам, между волнами в выходных плечах может появляться дополнительный сдвиг по фазе.

Одна из возможных схем сложения мощностей двух передатчиков, имеющих одинаковую выходную мощность Ро и работающих на одинаковой частоте f0, показана на рис. 14.17. В схеме применен шлейфный ответвитель на основе коаксиальной линии с коэффициентом связи К= 0,707 (или К

[ДБ]=-3 дБ). Сигналы с выхода каждого передатчика с помощью подводящих коаксиальных линий подаются в плечи 2 и 3 ответвителя. К плечу 4 подключается поглощающая нагрузка. Пусть амплитуды векторов Е волн, создаваемых передатчиками на входах 2 и 3, равны, а фаза вектора Е на входе плеча 2 отстает на π/2 от фазы вектора Е на входе 3. При этом в каждом выходном плече 1 и 4

появятся по две волны с равными амплитудами вектора Е, причем фазы векторов Е волн в плече 1

одинаковы, а в плече 4 отличаются на п. Суммарная волна, переносящая мощность 2Ро, будет распространяться в подводящей линии плеча 1. В плечо 4 мощность не поступает. Это может служить удобным критерием правильной настройки схемы сложения. Изменение амплитуды или фазы волны, поступающей от одного из передатчиков, приводит к тому, что часть суммарной мощности

будет поступать в поглощающую нагрузку. Однако при этом режим работы второго передатчика не изменяется. При выходе из строя одного из передатчиков Только половина мощности другого передатчика поступит на выход, т.е. мощность на выходе уменьшается в 4 раза от 2Р0 до Р0/2. Чтобы избежать этого, схему сложения дополняют системой обхода ответвителя, позволяющей выход работающего передатчика подключить непосредственно к выходу схемы сложения. Аналогично строятся схемы сложения на кольцевых, щелевых и иных мостах.

При делении мощности на несколько частей применяют более сложные схемы. На рис. 14.18

показана микрополосковая конструкция, осуществляющая деление входного сигнала на три равные части. Она состоит из двух ответвителей на связанных линиях, соединенных между собой отрезком линии длиной l. Обычно lвыбирают из конструктивных соображений, чаще всего используют l= Λ0/4, что обеспечивает большую полосу согласования на входе схемы. Развязанные плечи каждого ответвителя нагружены на поглощающие нагрузки. Для получения одинаковых мощностей в выходных плечах схемы (Р2=Рз=Р4=Р1/3) выберем для первого ответвителя коэффициент связи а для второго К2 == √1/2, поскольку в первом ответвляется 1/3, а во втором 1/2 мощности, поступающей на вход соответствующего ответвителя.

Выбирая соответствующим образом величины коэффициентов К1 и К2, в рассматриваемой схеме можно получить и требуемое неравное деление входной мощности между выходными плечами. Если в каждой подводящей линии провести плоскость отсчета фаз вектора Е распространяющихся волн,

совпадающую с местом стыка подводящей линии со связанными линиями, то по сравнению с фазой вектора Е в плоскости отсчета плеча 2 фаза вектора Е в плоскости отсчета плеча 3 будет отставать на

π, а фаза вектора Е в плоскости отсчета плеча 4 будет отставать на 3π/2. Отметим, что подобные результаты получены в пренебрежении влиянием реактивных полей, возникающих вблизи неоднородностей конструкции, на фазу распространяющихся волн (в эквивалентной схеме неоднородностей отсутствуют реактивные элементы).

Более подробно с различными схемами многоканальных делителей (сумматоров) мощности на основе направленных ответвителей и мостов можно ознакомиться в [40, 47].

Схемы фазовращателей. Если в выходные плечи 2 и 3 щелевого моста (см. рис. 14.12) на одинаковом расстоянии от выхода щели поместить короткозамкнутые поршни, образуется конструкция механического фазовращателя. Одновременное перемещение поршней в плечах 2 и 3 моста на расстояние ∆l вызовет на расчетной частоте f0 изменение лишь фазы составляющих поля волны,

полностью проходящей из плеча 1 в плечо 4, на величину Если же вместо поршней в каждом выходном плече 2 и 3 щелевого моста на одинаковом расстоянии

от конца щели установить на расстоянии l друг от друга несколько резонансных диафрагм, в зазорах которых расположены p-i-n диоды (рис. 14.19), то образуется конструкция проходного дискретного фазовращателя с дискретом фазы на расчетной частоте.

Микрополосковая конструкция дискретного фазовращателя на два фазовых состояния с дискретом

∆φ=π может быть получена на основе шлейфного ответвителя (рис. 14.9) или ответвителя на связанных линиях (рис.14.6), для которых К= 0,707 (К=3 дБ), если к выходным плечам 2 и 3

подключить разомкнутые на конце отрезки микрополосковой линии одинаковой длины, а на конце каждого отрезка между полоской и экраном установить p-i-n диоды. Наличие положительного смещения на p-i-n диодах обеспечивает режим короткого замыкания на концах отрезков, а его отсутствие-режим холостого хода. Входной сигнал, подаваемый в плечо 1 ответвителя, делится на два сигнала, выходящие в плечи 2 и 3, при этом амплитуды сигналов одинаковы, а фазы отличаются на π/2. Поступившие в плечи 2 и 3 сигналы отражаются от концов отрезков, к которым подключены p-i-n диоды, причем фазы отраженных сигналов зависят от входного сопротивления p-i-n диодов, а

значит, от наличия или отсутствия положительного смещения на них. Отраженные сигналы складываются синфазно в плече 4 ответвителя и поступают на выход фазовращателя.

Балансный антенный переключатель. Антенные переключатели применяются в импульсных радиолокационных станциях, в которых приемник и передатчик работают на одну антенну. Так как импульсная мощность передатчика велика, а приемник обладает весьма высокой чувствительностью,

то антенный переключатель обеспечивает следующие функции: в режиме передачи он подключает выход передатчика к антенне и предохраняет входные цепи приемника от мощности передатчика в режиме приема переключатель соединяет антенну с входом приемника и блокирует выход передатчика, чтобы энергия принимаемых сигналов не рассеивалась в выходных цепях передатчика.

Частота переключения зависит от длительности излучаемых передатчиком импульсов, назначения станции, а также некоторых других факторов и может достигать нескольких тысяч раз в секунду.

Основным элементом антенного переключателя является искровой разрядник, простейшая конструкция которого показана на рис. 14.20. Это герметичный отрезок прямоугольного волновода,

заполненный смесью паров воды с аргоном или водородом при низком давлении. На входе и выходе

разрядника установлены резонансные диафрагмы 1, герметизированные пластинами из стекла,

слюды или керамики. Внутри разрядника расположены конусные разрядные электроды 2, которые при отсутствии между ними разряда представляют собой емкостные стержни. В том же сечении с разрядными электродами размещается индуктивная диафрагма 3, образующая совместно с разрядными электродами при отсутствии между ними разряда резонатор. Слабые электромагнитные сигналы на частоте, соответствующей резонансной частоте диафрагм на входе и выходе и резонансной частоте резонатора, проходят через разрядник практически без отражения. Под влиянием электрического поля мощного сигнала от передатчика в разряднике между электродами 2

возникает и поддерживается электрический разряд, в результате чего сигнал полностью отражается от разрядника.

На рис. 14.21 показана схема антенного переключателя состоящая из двух щелевых мостов, между которыми размещен; сдвоенная секция разрядника (два одинаковых разрядника, размещенные в выходных плечах первого щелевого моста на одинаковом расстоянии от конца его щели). Выход передатчика подключается к плечу 1 схемы (рис.14.21), вход приемника- к выходу плеча 2, а

антенна- к выходу плеча 4. Мощный импульс от передатчика, вызывая электрический разряд в разрядниках, отражается от них и поступает в плечо 4 схемы, направляясь к антенне. При выключении передатчика слабые сигналы, принятые антенной и поступившие в плечо 4 схемы,

проходят разрядники и поступают в плечо 2 схемы, откуда они направляются на вход приемника.

При этом принятые антенной сигналы практически не ответвляются в плечо 1. 14.2. ФИЛЬТРЫ СВЧ

14.2.1. Классификация фильтров

Идеальным фильтром называется четырехполюсник, модуль коэффициента передачи которого | S21|

равен единице на всех частотах, образующих его полосу пропускания, и равен нулю на всех частотах, образующих его полосу заграждения. На практике фильтры обычно характеризуют вносимым затуханием (выраженным в децибелах):

В полосе пропускания идеального фильтра Вф = 0, а в полосе заграждения Вф=∞. По взаимному расположению полос пропускания и заграждения фильтры делятся на фильтры нижних частот

(ФНЧ), фильтры верхних частот (ФВЧ), полосовые фильтры (ПФ) и режекторные (заграждающие)

фильтры (РФ). Амплитудно-частотные характеристики идеальных фильтров каждого типа показаны на рис. 14.22. В идеальных фильтрах в полосе заграждения мощность, поданная на вход,

не проходит на выход. Она либо полностью отражается от входа фильтра, либо поглощается в его элементах. В первом случае фильтры относятся к фильтрам отражающего типа, во втором -к

фильтрам поглощающего типа. Отметим, что полная величина вносимых фильтром потерь складывается из тепловых потерь и потерь, вызванных отражением части энергии от его входа.

Рассмотрим фильтры отражающего типа. Для уменьшения тепловых потерь такие фильтры выполняются, как правило, из реактивных элементов. Параметры реактивных элементов подбираются так, чтобы на частотах полосы пропускания отраженные от них волны компенсировали друг друга на входе фильтра; при этом мощность, поступающая на вход фильтра, проходит на его выход практически без отражений. На частотах полосы заграждения компенсация отраженных волн отсутствует и мощность, поступающая на вход фильтра, практически полностью отражается от него.

Синтез фильтров отражающего типа включает два основных этапа: на первом этапе по исходным

данным синтезируют эквивалентную схему фильтра, состоящую из реактивных элементов с сосредоточенными параметрами; на втором этапе проводят реализацию синтезированной эквивалентной схемы, т.е. заменяют сосредоточенные индуктивности и емкости отрезками линий передачи, реактивными стержнями и диафрагмами и другими неоднородностями в линии передачи.

В технике СВЧ широкое применение получили так называемые лестничные отражающие фильтры.

Эквивалентные схемы таких фильтров совпадают со схемой лестничных фильтров, используемых на низких частотах и выполняемых из элементов L и С с сосредоточенными параметрами; подобные схемы подробно рассматриваются в курсе "Теория линейных электрических цепей" [28].

14.2.2. Синтез эквивалентных схем фильтров Рассмотрим синтез экивалентной схемы ФНЧ, выполненной по лестничной схеме. Такая схема,

состоящая из п элементов L и С, показана на рис. 14.23. Внутреннее сопротивление Rr генератора,

подключенного ко входу схемы, и сопротивление RH нагрузки на ее выходе считаем активными и равными друг другу. Отметим, что во многих практических приложениях главное значение имеет АЧХ фильтра, в то время как другие характеристики (фазочастотная характеристика, характеристика группового времени задержки и др.) обычно рассматриваются и при необходимости корректируются после получения желаемой АЧХ фильтра. Ниже рассматривается синтез эквивалентных схем фильтров по заданной АЧХ. Идеальную АЧХ для ФНЧ (рис. 14.22, а) невозможно получить с помощью схемы, имеющей

конечное число элементов п. Поэтому обычно используют более приемлемый для практики способ задания требований к АЧХ: в диапазоне частот 0≤f≤fc (полоса пропускания) величина вносимого затухания не должна превышать заданную величину Bф1, а в полосе f3≤f<∞ (полоса заграждения)

вносимое затухание должно быть больше заданной величины Вф2 (рис. 14.24). Указанную идеализированную АЧХ аппроксимируют той или иной функцией.

Наибольшее распространение на практике получили два вида аппроксимации: максимально плоская и чебышевская. В первом случае вносимое затухание для п-звенного фильтра описывается функцией,

предложенной Баттервортом [35]:

разных п показана на рис. 14.25, а. Как следует из рисунка, при f<<fc Bф≈0 и не зависит от частоты.

Подобная АЧХ максимально приближена к идеальной АЧХ в полосе пропускания, отсюда и ее название -максимально плоская АЧХ. При фиксированных величинах fC, Вф1и f3 увеличение числа элементов в схеме п приводит к возрастанию величины Вф2 (см. рис. 14.25,а) или при фиксированных величинах fc, Вф1 и Bф2-к уменьшению разницы между f3 и fc, т.е. увеличивается крутизна АЧХ.

Во втором случае АЧХ фильтра аппроксимируется с помощью полиномов Чебышева [35]:

Типичная чебышевская АЧХ фильтра нижних частот показана при разных п на рис. 14.25, б. В

полосе пропускания подобная АЧХ имеет осциллирующий характер с неизменной амплитудой осцилляции. Увеличить крутизну АЧХ при неизменной амплитуде осцилляции можно, лишь используя схему, с большим числом элементов п. Основное преимущество чебышевских фильтров по сравнению с максимально плоскими-меньшее число элементов в схеме при одинаковых значениях Вф1, Bф2, fc и f3.

Отметим, что при передаче через фильтр электромагнитных сигналов с достаточно широким спектром частот (широкополосные сигналы) важное значение имеет вид фазочастотной

характеристики (ФЧХ) фильтра; ФЧХ-это зависимость аргумента <p2i коэффициента передачи фильтра от частоты. Предполагается, что у идеального фильтра ФЧХ является линейной функцией частоты. При этом широкополосный сигнал проходит через такой фильтр без искажений. При одинаковых исходных данных ФЧХ максимально плоского фильтра более близка к линейной, чем аналогичная характеристика чебышевского фильтра.

Из (14.5) и (14.6) можно получить следующие формулы для определения числа звеньев в схеме фильтра:

для максимально плоского фильтра На практике, как правило, синтез эквивалентных схем фильтров разных типов проводят с помощью

синтеза схемы фильтра-прототипа нижних частот. Схема такого фильтра совпадает со схемой ФНЧ

(рис.14.23) и имеет такое же число звеньев, а параметры его элементов обозначаются буквами g1,g2,…,gn(g0 g n+1) соответствуют активным сопротивлениям генератора и нагрузки). Эти параметры (иногда их называют g-параметрами) являются нормированными параметрами элементов ФНЧ, так как они равны параметрам элементов ФНЧ при ωс = 1 рад/с и RH=Rr=1 Ом. Для фильтра-

прототипа g-параметры определяют по следующим формулам [34]:

для максимально плоского фильтра

Отметим, что для максимально плоских фильтров элеметы c одинаковыми значениями g в схеме

(рис. 14.23) расположены симметрично относительно середины фильтра как для четных, так и для нечетных значений п. Поэтому ко входу и выходу фильтра

должны подключаться одинаковые сопротивления g0 = g n+1 чебышевских фильтров указанное свойство выполняется лишь для нечетного числа звеньев в схеме, при п четном симметрия нарушается и получается g0 ≠g n+1При необходимости подключения одинаковых сопротивлений ко входу и выходу чебышевского фильтра с четным числом звеньев (например, если фильтр встраивается в линию передачи с заданным волновым сопротивлением) следует включить в схему такого фильтра дополнительный трансформатор сопротивлений.

Исходными данными при синтезе эквивалентной схемы ФНЧ являются следующие величины (рис. 14.24): fc, f3, Вф1, Bф2, RH и вид АЧХ. Вначале с помощью исходных данных вычисляют по (14.7)

или (14.8) число звеньев в эквивалентной схеме фильтра. Затем по формулам (14.9) или (14.10)

рассчитывают g-параметры элементов схемы фильтра-прототипа. Для получения формул,

связывающих величины индуктивностей и емкостей эквивалентной схемы ФНЧ с g-параметрами,

приравняем нормированные проводимости (умноженные на RH) элементов, образующих параллельные ветви схемы, и нормированные сопротивления (деленные на RН) элементов,

образующих последовательные ветви схемы, проводимостям и сопротивлениям соответствующих элементов фильтра-прототипа:

Рассмотрим синтез эквивалентной схемы ПФ, выполненной по лестничной схеме. Такая схема,

состоящая из п последовательных и параллельных контуров из L и С, изображена на рис.14.26. И в этом случае при синтезе эквивалентной схемы испей. льзуют идеализированную АЧХ (рис. 14.27),

для которой в полосе пропускания фильтра fH≤f≤fB вносимое затухание Вф≤Вф1, а в полосе заграждения f≤f31 и f≥f32 вносимое затухание Вф>Вф2. Для максимально плоской аппроксимации этой АЧХ используется функция (14.5), а для чебышевской-функция (14.6), в которой необходима следующая замена частотной переменной:

Следует отметить, что при замене (14.13) АЧХ фильтра-прототипа переходит в АЧХ полосового фильтра (на рис. 14.28 показано преобразование максимально плоской АЧХ).

Исходными данными при синтезе эквивалентной схемы ПФ (см. рис. 14.27) являются следующие величины: fH, fВ, f31 f32, Вф1, Вф2, RН и вид АЧХ. Вначале с помощью исходных данных вычисляют по (14.7) или (14.8) при общее число контуров п в эквивалентной схеме фильтра, равное числу элементов в схеме фильтра-прототипа. Затем по формулам (14.9) или (14.10) рассчитывают g-

параметры элементов схемы фильтра-прототипа. Действуя как и в случае синтеза эквивалентной схемы ФНЧ, несложно получить следующие формулы для расчета параметров элементов контуров эквивалентной схемы ПФ через g-параметры фильтра-прототипа:

в случае параллельных контуров Аналогичным образом, используя результаты синтеза фильтра-прототипа и выбирая

соответствующую замену частотной переменной в аппроксимирующей функции для АЧХ,

синтезируются эквивалентные схемы фильтров верхних частот и режекторные фильтры [35].

Рассмотрим еще одну эквивалентную схему фильтров, выполненную по лестничной схеме. Если в формулах (14.5) или (14.6), аппроксимирующих АЧХ фильтра прототипа (рис.14.23), использовать следующую замену частотной переменной где l- длина отрезка линии передачи, по которой распространяется волна с фазовой скоростью vф, АЧХ фильтра-прототипа переходит в АЧХ,

имеющую вид периодической функции частоты (на рис.14.29 показано подобное преобразование для максимально плоской АЧХ). При подобной замене частотной переменной реактивное сопротивление любого индуктивного элемента в схеме фильтра-прототипа (см. рис.14.23) переходит во входное реактивное сопротивление короткозамкнутого шлейфа длиной I (12.28), т.е. волновое сопротивление шлейфа. Аналогично реактивная проводимость любого емкостного элемента в схеме рис.14.23

переходит во входную реактивную проводимость разомкнутого шлейфа длиной l (см. формулу

(12.28)), т.е. волновое. сопротивление шлейфа. Значит, схема фильтра-прототипа рис.14.23 переходит в схему рис. 14.30, образованную последовательно и параллельно подключенными короткозамкнутыми и разомкнутыми реактивными шлейфами.

В отличие от ранее рассмотренных эквивалентных схем фильтров, содержащих элементы L и С с сосредоточенными параметрами, схема рис.14.30 содержит элементы (отрезки линий), размеры которых соизмеримы с длиной волны.

Такие элементы называют элементами с распределенными параметрами. Схемы, содержащие элементы с распределенными параметрами, имеют периодические АЧХ, что связано с периодическими свойствами отрезка линии передачи. Поэтому поведение схемы рис.14.30 зависит от соотношения l/А. Например, на частотах, для которых на рис.14.29), схема ведет себя как ФНЧ; при -

как ФВЧ; при 0 < l < Λ/2 - как режекторный фильтр, а при - как ПФ и т.д. Причем если схема рис.14.30 используется в качестве ПФ, то подобный фильтр будет иметь множество полос пропускания, центры которых находятся на частотах, соответствующих длинам волн в линии

14.2.3. Реализация эквивалентных схем фильтров СВЧ В диапазоне СВЧ, как правило, фильтры строят из элементов с распределенными параметрами. .При

этом схемы, состоящие из элементов с сосредоточенными параметрами, рассматриваются как эквивалентные схемы. Синтезировав эквивалентную схему фильтра, как было показано выше,

выполняют второй этап проектирования - реализуют полученную эквивалентную схему. Вначале

пытаются с помощью элементов с распределенными параметрами смоделировать поведение сосредоточенных элементов эквивалентной схемы. Однако такой подход к синтезу конструкции СВЧ фильтра является лишь начальным и весьма грубым приближением, поскольку при этом не учитывается ряд важных факторов, влияющих на АЧХ синтезированной конструкции:

периодичность частотных характеристик элементов с распределенными параметрами, дисперсия в отрезках линии, влияние неоднородностей в полученной конструкции и т.д. Поэтому получаемую вначале конструкцию рассматривают как первое или начальное приближение при реализации. Затем для полученной конструкции строят уточненную эквивалентную схему, пытаясь учесть ее особенности (влияние неоднородностей, дисперсию и тепловые потери в отрезках линии и т.д.).

Уточненная эквивалентная схема позволяет реализовать конструкцию фильтра во втором приближении и т.д. На практике, как правило, при разработке конструкции фильтров СВЧ используют декомпозицию и параметрический синтез конструкции, полученной в первом приближении (см.12.6).

Фильтр нижних частот на элементах с распределенными параметрами. Наиболее просто эквивалентную схему ФНЧ (рис. 14.23) можно реализовать с помощью коротких отрезков линии передачи, используя эквивалентные схемы таких отрезков, приведенные в табл. 12.1. В этом случае конструкция ФНЧ состоит из каскадного соединения коротких отрезков линии с высоким. ZBB и

низким 2ВH волновыми сопротивлениями, включенного в разрыв линии передачи с волновым сопротивлением ZB, т.е. в данном случае RH=Rr=ZB. На рис.14.31 показана микрополосковая конструкция ФНЧ. Обычно при синтезе конструкции величины 2ВВ и 2ВН выбирают исходя из конструктивных особенностей линии, а требуемую величину индуктивности или емкости элемента обеспечивают подбором длин отрезков. Отметим, что величина волнового сопротивления линии должна выбираться из условия физической реализуемости линии и отсутствия в ней высших типов волн. Поэтому, выбрав величины

ZBB и ZBH, определяют по формулам синтеза для используемой в конструкции линии передачи (см. 10.6) величины wB и wH (рис.14.31). В первом приближении длины отрезков l 1 ,l2 ,…l n можно вычислить по формулам табл.12.2. Для определения более точных значений длин отрезков линии строим уточненную эквивалентную схему для нее (рис.14.32). Для этого каждый отрезок линии заменяем полной Т- или П-образной эквивалентной схемой (рис.12.35), величины концевых индуктивностей и емкостей LK0H и Скон определяем из (12.56) или (12.57) соответственно. Учет влияния дополнительных элементов схемы на конструкцию ФНЧ проводят следующим образом:

вначале рассчитывают уточненные значения емкостей, не учитывая концевые индуктивности, т.е. C1 =C1-Сконг2 ;Сз=Сз-Скон2-СКонз; …;Сп=Сп-Сконп-1,по которым рассчитывают длины нечетных отрезков, реализующие, эти емкости. Зная новые длины l 1 ,l3 ,…l n вычисляем с их помощью концевые индуктивности и уточненные значения индуктивностей L2=L2-LKOH1 -1кон2;-;Ln-1'=Ln- 1-Lконn-LкоH n-1, позволяющие наайти новые значения длин четных отрезков l 2 ,l4 ,…l n- 1.Процесс нахождения уточненных длин всех отрезков повторяют до тех пор, пока их значения не начнут приближаться к некоторым фиксированным величинам (итерационный процесс).

Уточнением эквивалентной схемы рис.14.32 конструкции ФНЧ (см.рис.14.31) является учет влияния неоднородностей, возникающих в местах стыка отрезков линии с высоким и низким волновыми сопротивлениями. На рис.14.33, а показаны неоднородность в микрополосковой линии, образованная

скачкообразным изменением ширины полоски, и ее эквивалентная схема (рис.14.33, б), взятая из

[36], где приведены также формулы для вычисления Са и La. Поэтому если в схему рис.14.32 в

сечениях

1-1,2-2, ...,п-п добавить эквивалентные схемы неоднородностей (рис.14.33), то образуется более точная эквивалентная схема, позволяющая вычислить уточненные значения индуктивностей и емкостей, а следовательно, и более точные величины длин отрезков конструкции. Аналогично синтезируется конструкция ФНЧ на основе любой полосковой или коаксиальной линии.

Полосовые фильтры на элементах с распределенными параметрами. Включаемые параллельно параллельные контуры эквивалентной схемы полосового фильтра (рис.14.26) сравнительно просто реализуются в диапазоне СВЧ, например элементы 4 и б из табл. 12.1, выполненные на любой полосковой или коаксиальной линии; резонансная диафрагма в волноводе (см. рис. 12.38);

параллельно подключенные к линии реактивные шлейфы определенной, длины (см.12.1.3); любой объемный резонатор, работающий в проходном режиме в линии передачи. Однако реализация последовательного контура, включенного последовательно в схему (рис.14.26), вызывает затруднения, что связано с необходимостью реализации последовательно подключенной емкости.

Казалось бы, что зазор в центральном проводнике коаксиальной линии или в полоске полосковой линии позволяет решить эту задачу. Однако на практике такой зазор используют крайне редко,

поскольку для реализации нужных величин емкостей могут потребоваться очень малые зазоры, что создает технологические трудности при изготовлении, кроме того, более точная эквивалентная схема зазора не последовательная емкость, а П-образная цепь, состоящая из последовательной и параллельных емкостей [36]. Обычно последовательно подключенная емкость реализуется с помощью сосредоточенного конденсатора, выполненного в виде ЧИП и изготовленного методами толстопленочной или тонкопленочной технологии [36]. Поэтому самое простое решение при реализации последовательного контура схемы рис.14.26-это каскадное соединение отрезка линии с высоким волновым сопротивлением, реализующим индуктивность, с сосредоточенным конденсатором. Такое решение приемлемо лишь на относительно низких частотах, когда допустимо использовать элементы с сосредоточенными лишь параллельные контуры, включенные параллельно.

Идеальный инвертор сопротивления (рис.14.34)-это четырехполюсник, характеризуемый коэффициентом инверсии Ки. Инвертор имеет следующие свойства: при подключении к его выходу сопротивления ZH его входное сопротивление ZBX= (Kи)2/Zh, а фазовый сдвиг, получаемый волной напряжения, проходящей с его входа на выход, равен nπ/2, где n- целое нечетное число. Благодаря свойствам инвертора последовательный контур, включенный в линию последовательно, имеет такое же входное сопротивление, что и параллельный контур, включенный параллельно с инверторами на каждой стороне. На этом основании эквивалентная схема полосового фильтра с использованием инверторов имеет вид, показанный на рис. 14.35. Поскольку при неизменном ZH (рис.14.34)

величина ZBX инвертора зависит от К, то в эквивалентной схеме рис.14.35 по сравнению со схемой рис.14.26 имеются дополнительные степени свободы при реализации - коэффициенты инверсии инверторов. При этом, чтобы АЧХ схемы (рис.14.35) и схемы (рис.14.26) были бы идентичны,

должны выполняться соотношения [35]

В сравнительно узкой полосе частот свойствами, близкими к свойствам идеального инвертора,

обладает четвертьволновый отрезок линии передачи, волновое сопротивление которого играет роль

коэффициента инверсии (12.29). Такие отрезки и применяют при реализации узкополосных полосовых фильтров, имеющих эквивалентную схему рис.14.35. Подобные конструкции называют фильтрами с четвертьволновыми связями между резонаторами. На рис. 14.36 показана микрополосковая конструкция двухзвенного полосового фильтра, реализующая схему рис.14.35. В

качестве инверторов использованы четвертьволновые отрезки МПЛ, волновые сопротивления которых вычисляются по (14.17) в предположении, что все контуры состоят из элементов с одинаковыми параметрами. Контуры реализуются с помощью реактивных шлейфов

(элемент 4 в табл.12.1). Конструкцию (рис. 14.36) можно модифицировать, подключив к концу отрезков длиной l2 вместо короткого замыкания разомкнутый на конце четвертьволновый отрезок.

При этом появляется дополнительное преимущество: через фильтр можно подавать постоянное напряжение смещения в случае, если к его выходу подключено полупроводниковое устройство.

На рис. 14.37 показана трехзвенная конструкция полосового фильтра на основе прямоугольного волновода, соответствующая эквивалентной схеме (рис.14.35). Фильтр выполнен в виде отрезка волновода, в котором на определенных расстояниях друг от друга впаиваются решетки из индуктивных стержней, образующие проходные объемные резонаторы с колебанием H101,

реализующие контуры эквивалентной схемы. Количеством индуктивных стержней и их диаметром обеспечивают требуемую нагруженную добротность каждого резонатора (14.16). Поскольку фаза проходящей через неоднородность волны (в данном случае через решетку стержней) зависит от величины проводимости неоднородности, то длина каждого резонатора l1, l2 , l 3 будет несколько отличаться от Λ/2, и ее можно определить, зная проводимость каждой решетки. По той же причине и расстояния между резонаторами l12 и l2з будут несколько отличаться от Л/4. Необходимые для расчета формулы можно найти в [33]. Из-за неизбежных при изготовлении конструкции погрешностей резонансные частоты резонаторов в фильтре могут отличаться от требуемой. Для устранения этого в каждый резонатор вводится настроечный емкостной стержень, ввинчиваемый через широкую стенку волновода (рис. 14.37).

Отметим, что емкость, включенная в линию последовательно также обладает свойствами инвертора сопротивлений [35]. Поэтому при реализации эквивалентной схемы (рис.14.35) на полосковых или коаксиальной линии в качестве проходного резонатора используют полуволновый отрезок линии

(элемент б в табл. 12.1 в гл.12), а в качестве инвертора - зазор в центральном проводнике линии,

эквивалентной схемой которого в первом приближении и является последовательная емкость. На рис. 14.38 показана конструкция двухзвенного коаксиального полосового фильтра. Требуемые величины коэффициента инверсии обеспечиваются подбором

величины зазоров s1, s2 и s3. При этом длина каждого резонатора l1 и l2 будет несколько отличаться от Л/2 из-за влияния проводимостей зазоров. Необходимые формулы для расчета таких фильтров (в

литературе они известны как фильтры с непосредственными связями между резонаторами) можно найти в [35]. В конструкции (рис.14.38), использующей торцевую связь между резонаторами, весьма сложно получить широкие полосы пропускания, поскольку для этого необходима сильная связь между резонаторами (низкая нагруженная добротность резонаторов), а это требует изготовления очень малых зазоров между проводниками. Поэтому обычно для получения сильной связи между резонаторами фильтра используют боковую связь между проводниками линии (см.10.6). На рис.14.39 показана конструкция трехзвенного микро-полоскового полосового фильтра с боковой