Pimenov_V_Yu__Volman_V_I__Muravtsov_A_D_Tekhni

рис. 13.8 показано устройство для возбуждения волны Н2о в прямоугольном волноводе.

Используются два электрических вибратора, введенные в места, где должны находиться пучности электрического поля волны Н2о. Длины отрезков коаксиальной линии от точки разветвления до точек соединения с вибраторами выбирают отличающимися на λ/2. В этом случае, при распространении волны по коаксиальной линии, токи в вибраторах будут иметь одинаковые амплитуды, а их фазы будут отличаться на π. При этом в волноводе будут эффективно возбуждаться волны Н2о, Я40,... и затруднено возбуждение волн с нечетным первым индексом Н10, Н3о.....

Выбором размеров волновода создают предельный режим для всех волн, кроме Н20 и Н10. Металлическая пластина, помещенная

посередине волновода параллельно его узким стенкам, предотвращает распространение нежелательной в данном случае волны Н10. На расстоянии l=Λ/4(Λ-длина волны Н2о в волноводе)

помещают металлическую пластину, обеспечивающую режим короткого замыкания на конце волновода. На рис. 13.9 показана конструкция возбуждения волны Н11, а на рис.13.10-волны Е01 в

круглом волноводе. В конструкции рис. 13.9 перпендикулярно оси волновода на расстоянии l=Λ/4(Λ-

длина волны Н11 в круглом волноводе) от вибратора устанавливается металлическая пластина.

Возбуждение с помощью малой рамки. Одна из возможных схем возбуждения волны Ню в прямоугольном волноводе показана на рис.13.11. Малая рамка (рис. 13.4, б), радиус которой много меньше длины волны, вводится в середине широкой стенки так, что ее плоскость параллельна узким стенкам волновода. При распространении ТЕМ-волны по коаксиальной линии в рамке протекает ток.

Примерная картина магнитных силовых линий, возникающих при этом в волноводе, показана на рис.13.11. Если выбрать поперечные размеры волновода из условия одноволнового режима работы,

то рамка будет создавать в волноводе две волны Ню, бегущие в разные стороны. При этом на одинаковом расстоянии от рамки векторы Н этих волн будут иметь одинаковые амплитуды и фазы, а

векторы Е будут иметь одинаковые амплитуды, а их фазы будут отличаться на π. Чтобы энергия,

поступающая в волновод, направлялась в одну сторону, в волноводе на

расстоянии l=nΛ/2(n=1,2,3,...) от рамки устанавливают перпендикулярно его оси металлическую пластину. Обычно выбирают l = lтiп=Λ/2.

На рис. 13.12 показана еще одна схема возбуждения волны Н10: рамка вводится через узкую стенку,

а ее плоскость совпадает с плоскостью поперечного сечения. Там же показана примерная картина силовых линий магнитного поля, возникающего вблизи рамки при протекании по ней электрического тока. В этом случае векторы Е волн Н10, распространяющихся в разные стороны от рамки, на одинаковом расстоянии от нее будут иметь равные амплитуды и фазы. Поэтому обычно величина l выбирается равной lmin =Λ/4.

Возбуждение с помощью отверстия связи. При конструировании ряда волноводных устройств для обеспечения связи между двумя волноводами используют малые (диаметр значительно меньше длины волны) отверстия в их общей стенке. Такие отверстия незначительно нарушают структуру поля распространяющейся по волноводу волны. В первом приближении можно считать, что через малое отверстие в стенке волновода ответвляется нормальная к плоскости отверстия составляющая электрического поля и касательная - магнитного поля, существующих в волноводе. На рис. 13.13

показана связь двух прямоугольных волноводов, работающих в одноволновом режиме, через отверстие в общей узкой стенке, вблизи которой существует лишь продольная составляющая

магнитного поля волны Н10. Сопоставление рис. 13.12 и рис. 13.13 показывает весьма значительное сходство между структурами ответвляющегося магнитного поля и магнитного поля, создаваемого рамкой. Поэтому возбуждение через отверстие (см. рис. 13.13) эквивалентно возбуждению с помощью рамки (см. рис.13.12). В общем случае, когда через отверстие ответвляются как электрические, так и магнитные силовые линии (например, отверстие прорезано в общей широкой стенке волноводов), возбуждение через отверстие эквивалентно одновременному возбуждению электрическим излучателем и рамкой.

13.3. ТРАНСФОРМАТОРЫ ТИПОВ ВОЛН. ВРАЩАЮЩИЕСЯ СОЧЛЕНЕНИЯ В трактах СВЧ могут использоваться отрезки линий передачи разного типа. Поэтому весьма

распространенными узлами трактов являются трансформаторы типов волн, иногда называемые переходами с одной линии передачи на другую. Такие устройства, располагающиеся между соединяемыми линиями разных типов или между линиями одного типа, имеющими разные размеры поперечного сечения, должны эффективно преобразовывать волну одного типа в волну другого типа или волну одного типа в волну того же типа, но с другими параметрами. Эти устройства должны обеспечить допустимое согласование с подключаемыми линиями в требуемой полосе частот,

высокий КПД и необходимую электрическую прочность. Поэтому подобные двухплечные устройства могут быть представлены эквивалентным взаимным четырехполюсником. В идеальном случае это согласованный четырехполюсник, описываемый матрицей ||S|| (12.43) при N=2, где S11= S22 = 0 и S12 = S21=exp(-iφ). Фазовый сдвиг φ возникающий между волнами на входе и выходе трансформатора, зависит от выбора плоскостей отсчета фаз в его входном и выходном плечах.

Подобные переходы (многоступенчатые и плавные) между линиями одного типа, работающими на основном типе волны, но имеющими разные размеры поперечного сечения, рассматривались в гл.12.

Отметим, что описанные ранее устройства (см. рис. 13.5-13.12) представляют собой трансформаторы ТЕМ-волны, распространяющейся в коаксиальной линии, в одну из волн прямоугольного или круглого волновода. Иногда такие устройства называют коаксиально-волноводными переходами.

Если прямоугольный и круглый волновод работают в одноволновом режиме на низшем типе волны,

то для перехода от одного волновода к другому чаще всего используют плавный переход с постепенной деформацией формы поперечного сечения от прямоугольной к круглой (см. рис.13.14).

При длине такого перехода l>Λ, волны высшего типа практически не возбуждаются и волна Н10

плавно трансформируется в волну Н11. При этом полоса согласования перехода получается весьма широкой (см. гл.12).

Переходы между коаксиальной линией и полосковыми линиями (СПЛ или МПЛ), работающими на низшем типе волны, как правило, строятся по схемам, изображенным на рис. 13.15 и 13.16 и

называемым соосной (см. рис. 13.15) или перпендикулярной (см. рис. 13.16). Обозначения поперечных размеров СПЛ (см. рис. 13.15) и МПЛ (рис.13.16) те же, что и на рис.10.39 и 10.45

соответственно. Волновые сопротивления сочленяемых линий делают одинаковыми. Внутренний диаметр внешнего проводника коаксиальной линии обычно выбирают равным b при переходе на СПЛ (рис. 13.15) или 2Л при переходе на МПЛ (рис. 13.16). Для расширения полосы согласования соосной конструкции (рис. 13.15) используют плавный переход от внутреннего проводника коаксиальной линии к полоске СПЛ. Согласование перпендикулярной конструкции (рис.13.16)

обеспечивается подбором металлического стержня 2R1 вводимого в МПЛ, диаметра отверстия D в

экране МПЛ, а также подбором длины согласующего шлейфа lшл, разомкнутого на конце.

Вращающиеся сочленения необходимы в тех случаях, когда энергия электромагнитных волн передается от неподвижного передатчика к антенне, вращающейся в горизонтальной или вертикальной плоскости. Эти сочленения следует выполнять так, чтобы уровень мощности,

поступающий в антенну, не зависел от ее углового положения. Для этого в конструкции таких сочленений используют линии передачи, энергию по которым переносят волны со структурой поля,

обладающей осевой симметрией. Этому требованию удовлетворяют коаксиальная линия с ТЕМ-

волной, круглый волновод с волной Н11, имеющей круговую поляризацию электрического поля.

Одна из возможных конструкций вращающегося сочленения схематически изображена на рис. 13.17.

Мощность, переносимая волной Н10 по прямоугольному волноводу, через коаксиально-

волноводный переход поступает в коаксиальную линию. Центральный проводник коаксиальной линии поддерживается с помощью двух Т-изоляторов, представляющих собой четвертьволновые короткозамкнутые коаксиальные шлейфы, включенные параллельно основной линии. Входное сопротивление шлейфов значительно больше волнового сопротивления основной коаксиальной линии, поэтому Т-изоляторы слабо влияют на передачу энергии по коаксиальной линии при условии,

что устройство работает в сравнительно узкой полосе частот. Через второй коаксиально-

волноводный переход мощность из коаксиальной линии поступает в прямоугольный волновод на выход вращающегося сочленения. Между подвижной частью 2 (рис. 13.17) и неподвижной 1

включено дроссельное сочленение, благодаря чему сохраняется хороший электрический контакт между вращающейся и неподвижной частями устройства даже при наличии небольшого зазора в сечении АА (рис. 13.17). Аналогично строятся вращающие сочленения с использованием круглого волновода.

13.4. УСТРОЙСТВА, ПРЕДНАЗНАЧЕННЫЕ ДЛЯ УПРАВЛЕНИЯ ПЕРЕДАВАЕМОЙ МОЩНОСТЬЮ

13.4.1. Аттенюаторы В процессе настройки и измерения параметров различных устройств возникает необходимость в

регулировке уровня мощности, передаваемой по тракту, либо в развязывающих устройствах,

ослабляющих реакцию нагрузки на генератор. Устройства, выполняющие подобные функции,

называют аттенюаторами (ослабителями). Такие устройства, имеющие, как правило, два плеча,

характеризуются вносимым затуханием Нзат=1Оlg(Рвх/РВых), где Рвх и РВыхмощности на входе и выходе аттенюатора соответственно. В регулируемых аттенюаторах Nзат может меняться плавно или принимать ряд дискретных значений (плавные или дискретные аттенюаторы). При конструировании реальных аттенюаторов обычно требуют, чтобы затухание Nзат в рабочей полосе частот оставалось постоянным, обеспечивалось требуемое согласование аттенюатора с подводящими линиями передачи, а фазовый сдвиг φ, получаемый волной при прохождении через аттенюатор, был пропорционален частоте. Поэтому подобные двухплечные устройства могут быть представлены эквивалентным взаимным четырехполюсником, описываемым матрицей || S || (12.43) при N=2. В

идеальном случае это согласованный четырехполкх> ник, элементы матрицы ||S|| которого равны

S11=S22=0, S12 = S21

В волноводных трактах обычно используют два типа аттенюаторов: поглощающие и предельные. В

поглощающих часть входной мощности рассеивается внутри аттенюатора, а оставшаяся часть

поступает на его выход. На рис. 13.18 схематично показана одна из возможных конструкций поглощающего аттенюатора. Она состоит из отрезка прямоугольного волновода, работающего в одноволновом режиме, в который помещается параллельно линиям электрического поля тонкая диэлектрическая пластина, покрытая слоем поглощающего материала (графит,слой металла,

толщина которого меньше глубины проникновения, и т.д.). Для уменьшения отражений концы пластины заостряют. Под влиянием электрического поля в

поглощающем слое возникает ток проводимости, что вызывает увеличение затухания распространяющейся волны. Поскольку амплитуда вектора Е волны Н10 изменяется вдоль широкой стенки, то, перемещая пластину в этом направлении, можно в широких пределах изменять величину вносимого затухания Nзат. Максимальное вносимое затухание получается при расположении пластины в центре широкой стенки, а минимальное-вблизи узкой. При фиксированном положении пластины величина Nзат зависит от длины пластины, параметров диэлектрика и свойств поглощающего материала. К недостаткам таких аттенюаторов можно отнести: зависимость Nзат от частоты; изменение фазового сдвига φ, получаемого волной при распространении со входа на выход,

при изменении вносимого затухания, поскольку перемещение пластины в поперечной плоскости вызывает изменение фазовой скорости распространяющейся волны; изменение вносимого затухания со временем из-за старения материалов.

Предельный аттенюатор обязательно содержит отрезок волновода, размеры которого выбраны так,

что он является предельным для всех типов волн. В такой отрезок (рис.13.19) на некотором расстоянии l друг от друга вводятся два электрических или магнитных вибратора, один из которых подсоединяется к источнику электромагнитных колебаний, а другой соединяется с нагрузкой.

Мощность, поступающая от источника, вызывает токи в первом вибраторе, что приводит к возбуждению разных типов волн в волноводе (см.13.2). Однако в данном случае для каждого возбуждаемого типа вдоль волновода устанавливается стоячая волна с экспоненциальным убыванием амплитуды вдоль волновода Евых=Еоехр(-α l), где Eвых-амплитуда напряженности электрического поля в месте расположения приемного вибратора, а Ео-в месте расположения возбуждающего вибратора, - критическая длина волны возбуждаемого типа, обычно волны Ню. Электромагнитное поле

возбужденной волнывызывает ток в приемном вибраторе, вследствие чего часть входной мощности поступает в нагрузку. Поскольку величина тока в приемном вибраторе пропорциональна величине Евых, то величина мощности, поступающей в нагрузку, зависит от l. Перемещением приемного вибратора вдоль волновода можно менять величину мощности, поступающей в нагрузку, остальная мощность отражается от входа аттенюатора, т.е. регулирование мощности на

выходе такого аттенюатора осуществляется за счет изменения уровня отражений от его входа.

В полосковых трактах обычно применяют дискретные ступенчатые аттенюаторы на сосредоточенных резисторах. Каждая ступень аттенюатора, как правило, имеет вид или Т- или П-

образного соединения активных сопротивлений, ко входу и выходу которого подключены подводящие полосковые линии с волновым сопротивлением ZB. На рис.13.20 и 13.21 показаны эквивалентные схемы ступени. По известным величинам ZB, R 1 иR 2с помощью (12.52) или (12.53)

нетрудно найти матрицу сопротивлений | |Z|| или матрицу проводимостей ||Y| |, а по (12.47) или

(12.48)-матрицу рассеяния. ||S|| для рассматриваемых схем (рис.13.20 и 13.21). Используя найденные

элементы матрицы || S ||, определяют согласование на входе схемы KBB=(1-|S1l)/(1 + |S11|) и

вносимое схемой затухание Nзат=10lg (1/| S21 |2). Используя полученные формулы для КБВ и Nзат,

несложно получить следующие формулы (формулы синтеза) для определения величины резисторов исходя из требуемого вносимого затухания ступени Nзат и обеспечения согласования с подводящими линиями (КБВ=0):

Следует отметить, что сосредоточенные резисторы применяют в полосковых конструкциях устройств диапазона СВЧ на частотах вплоть до 12... 18 ГГц. Однако на частотах выше 1...2 ГГц используют специальные конструкции резисторов, называемые ЧИП-резисторы [49]. Это элементы,

специально разработанные для применения в микрополосковых линиях в составе гибридных интегральных схем. Такой резистор представляет собой весьма малую диэлектрическую пластину, на которую нанесены резистивный слой (поглощающая пленка) и контактные площадки (рис.13.22).

Например, один из типичных размеров пластины

1x1x0,6 мм, при этом размер участка с резистивным слоем 0,5x1 мм, а контактных площадок 0,25x1

мм. Столь малые размеры и позволяют рассматривать такие элементы в качестве сосредоточенных резисторов на частотах до 12...18 ГГц. На рис. 13.23 показана микрополосковая конструкция Т-звена с использованием ЧИП-резисторов. Иногда ступень выполняется в виде отдельного ЧИП, при этом Т- или П-образная схема размещается на подложке малых размеров, где имеется три вывода

(контактные площадки) для установки на полосковую плату. Используя набор отдельных ступеней с разными вносимыми затуханиями, можно построить дискретный аттенюатор, обеспечивающий ряд фиксированных значений вносимого затухания, отличающихся на постоянную величину ∆Nзат,

называемую дискретом затухания. Управление такими аттенюаторами обычно осуществляется с помощью электрически управляемых переключателей на p-i-n диодах (см. 13.5).

13.4.2. Тройники Тройником называется трехплечное устройство (шестиполюсник), образованное сочленением трех

отрезков линии передачи. Такое устройство описывается матрицей || S || (12.43) при N= 3. Тройники обычно используют либо для деления мощности входного сигнала на две «(в общем случае неравные части), которые передаются по отдельным линиям передачи, либо для сложения и передачи по одной линии сигналов, создаваемых двумя источниками. В зависимости от типа сочленяемых линий тройники называют волноводными, коаксиальными, полосковыми, коаксиально-волноводными,

коаксиально-полосковыми и т.д. Наиболее часто применяют Т-образные тройники (рис.13.24) (продольные оси двух отрезков линии совпадают, а ось третьего перпендикулярна к ним) и Y-

сочленения (угол между продольными осями соседних отрезков линии равен 120°) (рис. 13.25). Для волноводных тройников используют, кроме того, дополнительную классификацию. Если разветвление волноводов происходит в плоскости, параллельной продольным осям линий и вектору Е в каждой из них, тройник называют Е-плоскостным, а если в плоскости, параллельной продольным осям и вектору Н в каждой из них-то Н-плоскостным. Волноводные Е-плоскостной и W-плоскостной Т-тройники, а также Н-плоскостное У-сочленение прямоугольных волноводов показаны на рис. 13.26 и 13.27 и 13.25 соответственно. На рис. 13.24 изображен микрополосковый Т-тройник.

Рассмотрим принцип действия волноводного Н-плоскостного Т-тройника (рис. 13.27). Все волноводы имеют одинаковые поперечные размеры и рассчитаны на одноволновый режим. Пусть в плече 1 распространяется волна Н10, переносящая мощность Р, Эта волна возбуждает поле в области

разветвления волноводов и частично отражается обратно в плечо 1. Примерная структура силовых линий возбуждаемого магнитного поля в области разветвления показана на рис. 13.28. При этом,

поскольку плечи 2 и 3 расположены симметрично относительно плеча 1, в них возбуждаются волны Н10, векторы Е которых имеют одинаковые амплитуды и фазы на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии тройника (см. возбуждение прямоугольного волновода рис. 13.12 или 13.13).

Для устранения отраженной волны в плече 1 в тройник параллельно вектору Е вводят индуктивный штырь, как показано на рис. 13.27. Штырь создает в плече 1 дополнительную отраженную волну,

компенсирующую первую. Полную компенсацию обеспечивают, подбирая величины d и t (см. рис. 13.27).

В согласованном таким образом тройнике мощность Р1 поровну делится между выходными плечами

2 и 3, т.е. Р2=Рз=Р1/2. Имеет место и обратное явление: если в плечах 2 и 3 одновременно возбудить волны H10 с одинаковыми амплитудами и фазами векторов Е, то мощности, переносимые волнами,

сложатся и поступят в плечо 1. При подаче мощности в плечо 2 тройника мощности на выходах плеч

1 и 3 уже не будут равны друг другу из-за их несимметричного относительно плеча 2 расположения.

Кроме того, в плече 2 появится отраженная волна, т.е. тройник, согласованный со стороны плеча 1,

будет рассогласован со стороны второго и третьего плеч [46]. Очевидно, что из всех возможны конструкций H-тройников только Y-сочленение (см. рис.13.25) обеспечивает равное деление мощности между выходными плечами при возбуждении любого из трех плеч.

Если в плече 1 волноводного Е-плоскостного Т-тройника (см. рис. 13.26) возбудить волну Н10,

переносящую мощность Р1 то эта волна, частично отражаясь, будет возбуждать поле в области разветвления. Примерная структура силовых линий вектора Е, возникающего в области разветвления, показана на рис. 13.29. При этом в плечах 2 и 3 возбуждаются волны Н10, векторы Е которых имеют одинаковые амплитуды, а их фазы отличаются на п на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии тройника. Для компенсации отраженной волны в плече 1 создают дополнительную отраженную волну, помещая в это плечо индуктивную диафрагму (см. рис. 13.26) и

подбирая ширину щели в диафрагме и расстояние от диафрагмы до разветвления. В согласованном таким образом тройнике входная мощность Р1 делится пополам и поступает на выходы плеч 2 и 3.

Имеет место и обратное явление. Если в плечах 2 и 3 одновременно возбудить волны Н10, векторы Е которых на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии тройника будут иметь одинаковые амплитуды, а их фазы будут отличаться на я, то в области разветвления образуется электромагнитное поле, примерная структура силовых линий вектора Е которого показана на рис. 13.29. При этом в плече 1 будет возбуждаться волна Н10, переносящая мощность, равную суммарной мощности,

поступающей в плечи 2 и 3.

Волноводные тройники могут строиться из волноводов разных типов. На рис. 13.30 показан волноводный Т-тройник, образованный отрезками прямоугольного и круглого волноводов,

работающих на низшем типе волны. Такой тройник обладает рядом интересных свойств. При возбуждении волны Н10 в плече 1 в области разветвления возникает структура электрического поля,

показанная на рис.13.31,а. Поскольку плечи 2 и 3 расположены симметрично относительно плеча 1, в

круглом волноводе возбуждаются две волны H11, бегущие в разные стороны от разветвления и имеющие одинаковые амплитуды и фазы векторов Е2 на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии. При этом плоскость поляризации векторов Е2 волн Н11 в центре круглого волновода

перпендикулярна продольной оси волновода плеча 1. Подобный тройник можно использовать в качестве трансформатора волны Н10 прямоугольного волновода в волну Н11 круглого, если в плече

3 установить коротко замыкающую пластину на расстоянии Λ/4 от центра разветвления (см.

коаксиально-волноводный переход рис.13.5), где Λ-длина волны Н11 в круглом волноводе. Если, в

тройнике (см. рис.13.30) возбудить в плече 2 волну Н11, для которой вектор Е1 в центре волновода параллелен продольной оси прямоугольного волновода, то мощность, переносимая этой волной, в

плечо 1 ответвляться не будет. Примерная картина силовых линий вектора электрического поля,

возникающего при этом в области разветвления волноводов, показана на рис. 13.31, б. В этом случае волна Н10 в плече 1 не возбуждается. Поэтому мощность со входа 2 проходит в плечо 3 и частично отражается от области разветвления в плечо 2. Для устранения отражений в щели в месте сочленения волноводов располагают тонкие металлические провода (см. рис.13.30). Этим уменьшается влияние щели на распространение волны Н11 с поляризацией Е1 .В то же время провода практически не влияют на передачу мощности из прямоугольного волновода в круглый, поскольку вектор Е как в прямоугольном волноводе, так и в круглом (для поляризации Е2) перпендикулярен им.

Рассмотрим полосковые и коаксиальные тройники. На рис. 13.32 показана приближенная эквивалентная схема такого тройника. Пусть волновые сопротивления линий, образующих плечи 1, 2

и 3, равны ZB1, ZB2 и ZB3 соответственно. Предположим, что в плече 1 распространяется низшая волна, переносящая мощность P1, а плечи 2 и 3 нагружены на согласованные нагрузки. Поскольку линия, образующая плечо 1, в точках разветвления (рис. 13.32) нагружена на параллельное соединение входных сопротивлений линий, образующих плечи 2 и 3, и равных их волновым сопротивлениям, то условие отсутствия отраженной волны от места соединения линий можно записать в виде 1/Zb1 = 1/Zb2 + 1/Zb3. Мощность, переносимая по линии TEM-волной, обратно пропорциональна волновому сопротивлению линии (12.2), поэтому, поскольку линии в плечах 2 и 3

подключены параллельно, отношение мощностей, поступающих на выходы 2 и 3 плеч, будет равно

P2/P3=ZB3/Z B3 .Если обозначить Р2/Рз=т, то записанные выше соотношения позволяют найти ZB2

и Zb3, при которых для заданных ZB1 и т входная мощность полностью поступает в выходные плечи: ZB2=ZB1(m + 1)/m и ZB3 = =ZB1(m + 1). При равном делении входной мощности (m = 1)

имеем ZB2=Zb3 = 2Zb1. На рис.13.24 показана конструкция микрополоскового тройника. Отметим,

что для рассматриваемой конструкции эквивалентная схема (см. рис. 13.32) не учитывает влияние неоднородности, возникающей в месте разветвления микрополосковых линий, на распространение волн. Обычно влияние неоднородности незначительно, если геометрические размеры области разветвления много меньше длины волны. Для построения уточненной эквивалентной схемы тройника (рис. 13.24) следует в схему (рис. 13.32) включить эквивалентную схему неоднородности,

приведенную в [36]. Если требуется, чтобы волновые сопротивления всех линий, подключаемых к плечам тройника, были одинаковы и равны ZB, то между местом разветвления и выходами плеч 2 и 3

включают трансформирующие отрезки линии передачи с волновыми сопротивлениями ZTp1 и ZTp2

соответственно (рис.13.33), причем длина каждого отрезка равна Λ 0/4, где Λ о-длина волны в линии,

образующей трансформатор, на расчетной частоте f0. Для обеспечения требуемого коэффициента деления мощности т и отсутствия отраженной волны в плече 1 на частоте

нении рабочей частоты f от f0 во входном плече 1 появляется отраженная волна, т.е. появляется рассогласование. Полоса согласования тройника со стороны плеча 1 при т = 1 будет такая же, как и у

четвертьволнового трансформатора, согласующего активные сопротивления, отличающиеся в 2 раза

(см. гл.12).

Для расширения полосы согласования со стороны плеча 1 используют несколько трансформирующих ступеней (см. ступенчатый переход гл.12) [33]. При этом можно обеспечить или максимально плоскую или чебышевскую АЧХ согласования. При подаче сигнала в плечо 1 (рис.13.33) фазы сигналов, поступающие на выход плеч 2 и 3, будут одинаковыми независимо от коэффициента деления т и рабочей частоты f.

Как показано в [46], реактивные шестиполюсники, к которым относятся рассматриваемые конструкции (рис.13.24 и 13.33), не могут быть одновременно согласованными со стороны всех плеч,

т.е. если обеспечить S11 = 0, то S22≠0 и S33≠0. Кроме того, для таких устройств S23≠0, т.е. между плечами 2 и 3 существует связь. Однако в некоторых применениях к тройникам предъявляют ряд дополнительных требований: обеспечение согласования со стороны всех плеч (S11 = S22=S33=0) и

обеспечение развязки (отсутствие связи) между выходными плечами 2 и 3 (S23=S32=0). Например,

если тройник используется для сложения мощностей от двух генераторов, работающих на одной частоте. В этом случае стабильная работа генераторов наблюдается при отсутствии отраженных волн от входов тройника и отсутствии взаимной связи между ними. Кроме того, в случае если тройник используется для деления входной мощности, то развязка между плечами 2 и 3 устраняет взаимную связь между несогласованными нагрузками, подключенными к ним.

Для обеспечения согласования со стороны всех плеч и развязки между плечами 2 и 3 в схему тройника (см. рис.13.33) вводят поглощающие элементы, чаще всего сосредоточенные резисторы

(см. рис.13.34), называемые балластными сопротивлениями. Поскольку электрические расстояния от плеча 1 до точек А и В, к которым подключен резистор, равны, при возбуждении плеча 1 в точках А и B устанавливаются одинаковые потенциалы и ток через резистор отсутствует, т.е. резистор не влияет на передачу мощности из плеча 1 в плечи 2 и 3. При возбуждении плеча 2 мощность в плечо 3

поступает двумя путями: через резистор и через два четвертьволновых трансформатора, т.е. в плече 3

возбуждается две волны. Одинаковые амплитуды

этих волн обеспечиваются выбором величины резистора R6aл. Если расстояние между точками А и В сделать достаточно малым по сравнению с длиной волны (обычно трансформаторы изгибаются для сближения их концов), то сдвиг по фазе волн в плече 3 будет близок к π из-за разных путей,

проходимых волнами. Поэтому волны в плече 3 компенсируют друг друга и мощность из плеча 2 не поступает в плечо 3, она частично проходит в плечо 1 и частично рассеивается в резисторе. Для полного согласования тройника и получения идеальной развязки между плечами 2 и 3 его параметры следует выбирать по

требуется обеспечить одинаковые волновые сопротивления подводящих линий Zb1=Zb2=2b3=Zb при неравном делении (m≠1), применяют дополнительные четвертьволновые трансформаторы

(рис.13.35). Формулы для расчета подобной схемы можно найти в [30]. Отметим, что в рассмотренных схемах идеальное согласование плеча 1 и идеальная развязка между выходными плечами будут лишь на расчетной частоте, для которой длины всех трансформаторов равны Λ о/4.

Кроме того, рассмотренные тройники обеспечивают деление входного сигнала в заданном отношении т и синфазные выходные сигналы на любой частоте рабочего диапазона. Более подробные сведения о частотных характеристиках полосковых тройников можно найти в [40].

Аналогично конструируются тройники из отрезков коаксиальной линии. 13.5. ФАЗОВРАЩАТЕЛИ

Фазовращатели -это устройства, служащие для изменения фазы электромагнитной волны,

поступающей на их вход. На практике применяют проходные и отражательные фазовращатели.

Проходной фазовращатель является двухплечным устройством. В идеальном случае электромагнитная волна должна проходить со входа на выход такого устройства без отражений и затухания, получая лишь фазовый сдвиг ∆φ. В этом случае фазовращатель можно представить в виде эквивалентного четырехполюсника, матрица ||S|| которого определяется формулой (12.43) при N=2,

где S11 = S22 = 0; S12 = S21 = exp(-i∆φ). Отражательный фазовращатель является одноплечным устройством, которое в идеальном случае полностью отражает электромагнитную волну,

поступающую на его вход. При этом фаза отраженной волны изменяется на ∆φ по отношению к фазе падающей волны. Такой фазовращатель можно представить в виде эквивалентного двухполюсника,

описываемого коэффициентом отражения на входе Г=exp(-i∆φ). Фазовый сдвиг, вносимый фазовращателем, может быть или фиксированным или управляемым. В фазовращателях с регулируемым фазовым сдвигом величина ∆φ может изменяться плавно (плавные или аналоговые фазовращатели) или скачкообразно (дискретные фазовращатели). Управление вносимым фазовым сдвигом обычно осуществляют или механическим, или электрическим путем. В механических фазовращателях изменение вносимого фазового сдвига происходит вследствие перемещения отдельных элементов конструкции, а в электрических - под воздействием подаваемых электрических сигналов.

Простейшим фазовращателем проходного типа является отрезок линии передачи длиной l, проходя который электромагнитная волна получает фазовый сдвиг ∆φ = 2πl /Λ. Для изменения ∆φ можно или изменять длину отрезка l, или изменять величину фазовой скорости волны в пределах отрезка, т.е.

изменять электрическую длину отрезка l/Λ. На рис. 13.36 изображена схема проходного механического плавного фазовращателя, построенного на основе коаксиальной линии:

Перемещением подвижной части изменяется длина линии между входом и выходом устройства. Для устранения отражений проходящей волны скользящие контакты во внешнем и внутреннем проводниках

разнесены, что позволяет обеспечить одинаковое волновое сопротивление ZB во всех сечениях линии независимо от положения подвижной части. Компенсация отражений в местах скачкообразного изменения диаметров внешнего и внутреннего проводников коаксиальной линии обеспечивается последовательным включением коротких отрезков ∆ l коаксиальной линии с большей величиной волнового сопротивления, чем ZB. Эквивалентной схемой таких отрезков является последовательно включенная индуктивность (см. табл.12.1), величина которой подбирается так, чтобы компенсировать влияние емкости в эквивалентной схеме стыка коаксиальных линий с разными размерами металлических проводников [33].

Изменение фазовой скорости волны, распространяющейся по отрезку линии, можно обеспечить с помощью изменения параметров среды, заполняющей этот отрезок. При этом можно изменять вносимый фазовый сдвиг, не изменяя длину отрезка линии. Пусть в прямоугольный волновод, по которому распространяется волна Н10, введена тонкая диэлектрическая пластина длиной l

параллельно боковым стенкам волновода (см. рис.13.18). Для уменьшения отражений концы

пластины заострены. В этом случае на участке волновода, содержащем пластину, структура электромагнитной волны несколько изменится, поскольку электромагнитное поле появится внутри пластины. При этом часть мощности будет переноситься внутри пластины, а часть -в окружающем ее воздухе. Из-за этого скорость распространения волны на участке волновода с пластиной Vф будет меньше, чем скорость распространения волны Vф0 в незаполненном волноводе. Это явление можно учесть при вычислении фазовой скорости волны в волноводе с пластиной по формуле (9.14), если в ней заменить ε на эффективную относительную диэлектрическую проницаемость . Анализ волн в прямоугольном волноводе, частично заполненном диэлектриком [48], показывает, что εrЭф увеличивается с увеличением ε r пластины и ее толщины. Кроме того, поскольку амплитуда вектора Е волны Н10 изменяется вдоль широкой стенки волновода по синусоидальному закону, то, изменяя расстояние от пластины до узкой стенки, можно изменять εrЭф примерно от 1 (пластина расположена вблизи узкой стенки, где амплитуда вектора Е близка к нулю, поэтому мощность,

переносимая волной внутри пластины, равна нулю) до некоторой максимальной величины (пластина расположена в середине широкой стенки, где амплитуда вектора Е максимальна, поэтому максимальна и энергия, переносимая волной внутри пластины). Конструкция плавного волноводного фазовращателя близка к Конструкции поглощающего аттенюатора (см.рис.13.18.) и отличается от нее только тем, что на

диэлектрической пластине фазовращателя отсутствует поглощающий слой. Плавно изменяя расстояние от пластины до узкой стенки, удается плавно изменять вносимый фазовый сдвиг, причем наибольшая величина ∆φ будет при размещении пластины в середине широкой стенки волновода.

Фазовращатели с электрическим управлением могут быть выполнены на коммутационных диодах СВЧ, на намагниченных ферритах (см.14.3.3) или на сегнетоэлектрических элементах [49].

Наибольшее распространение получили дискретные фазовращатели на коммутационных диодах.

Использование полупроводниковых элементов и микрополосковой линии передачи позволяет выполнять конструкции фазовращателей на основе печатных плат или включать в состав интегральных схем СВЧ. В качестве коммутационных диодов обычно используют р-i-n-диоды.

Структура такого диода является трехслойной (рис. 13.37, а): между хорошо проводящими полупроводниковыми слоями с дырочной (слой р) и электронной (слой п) проводи мостя ми расположен достаточно широкий слой с низкой проводимостью, близкой к собственной проводимости полупроводника (слой i). Торцевые поверхности диода металлизируют и используют в качестве выводов. Если к диоду приложить постоянное напряжение, называемое смещением, так, что плюс источника смещения соединен с слоем р, а минус - со слоем п, то сопротивление слоя i, а

значит, и всего диода резко уменьшится за счет поступления в этот слой электронов из слоя п и дырок из слоя р. Такое смещение называют прямым. При приложении к диоду обратного смещения

(плюс источника смещения соединен со слоем п) сопротивление диода резко возрастает, поскольку все постоянное напряжение оказывается приложенным к слою i, где создается сильное электрическое поле, способствующее удалению свободных зарядов из этого слоя. Поэтому если к диоду одновременно приложить смещение и достаточно малое переменное напряжение высокочастотного сигнала, то для последнего диод будет вести себя по-разному в зависимости от полярности смещения: при прямом смещении диод обладает малым активным сопротивлением R+(несколько Ом) и его можно представить в виде эквивалентной схемы (рис.13.37, б), где Ls учитывает