
- •Хромой Борис Петрович
- •Глава 6. Методы измерения напряжения и мощности
- •8.4.Измерение амплитудно-частотных характеристик.
- •11.2. Нормативно-правовые основы метрологии.
- •11.3. Нормативные документы по поверке и калибровке средств измерений.
- •Стандарты:
- •Инструкции.
- •11.4.Поверка средств измерений.
- •11.5. Периодическая поверка средств измерений.
- •11.10. Метрологическая аттестация средств измерений и испытательного оборудования
- •Для получения права проведения поверочных и калибровочных работ необходима метрологическая аттестация испытательного оборудования.
- •11.11.Выбор метода поверки и рабочих эталонов.
- •21. ГОСТ 12.1 – ГОСТ 12.4. Серия системы стандартов безопасности труда (ССБТ)
- •52. Вострокнутов Н.Н. Цифровые измерительные устройства. М.: издательство Эноргоатомиздат, 1990.
- •53. Хромой Б.П., Моисеев Ю.Г. Электрорадиоизмерения: учебник для техникумов,М.: издательство Радио и связь,1985.
- •54. Блюдин Е.К. и др. Портативные осциллографы. М.:издательство Сов. радио,1978.

340
8.4.Измерение амплитудно-частотных характеристик.
8.4.1.Измерение амплитудно-частотных характеристик по точкам.
Данный метод измерений амплитудно - частотных характеристик (АЧХ) не требует специализированных приборов и достаточно точен. Его недостатком является низкая производительность. Поэтому он применяется сравнительно редко, однако представляет интерес с точки зрения методики измерения. Принцип этого метода поясняется на рис. 8.23.
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Генератор |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Исследуемый |
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
Вольтметр 2 |
|
||
|
синусоидаль- |
|
|
|
объект |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
ного сигнала |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Вольтметр 1
Рис.8.23
На исследуемый объект (им может быть, например, усилитель или фильтр) подается синусоидальный сигнал от генератора. Параметры генератора: диапазон частот, выходное напряжение, должны быть подобраны в соответствии с ожидаемыми характеристиками исследуемого объекта. Вольтметры, измеряющие амплитуду измеряемого сигнала на входе и выходе объекта, могут быть любого типа, однако если исследуемый объект содержит активные элементы и можно ожидать появление нелинейных искажений сигнала и, как следствие, высших гармоник, целесообразно для измерения сигнала на выходе применение избирательного вольтметра.
Процесс измерения состоит в последовательной установке различных частот синусоидального сигнала на входе исследуемого объекта, измерение входного и выходного сигналов и вычисление коэффициента передачи К (f) = Uвых/Uвх для каждой частоты.
Практическая реализация данного метода требует определенного навыка измерений. Например если, АЧХ имеет большие перепады (наличие режекторных или
341
резонансных частот) надо быть внимательным при выборе входного сигнала. Может оказаться, что выбранный за исходный входной сигнал, окажется слишком малым на частотах режекции и выходной сигнал не может быть измерен вольтметром 2. Может случиться, что входной сигнал слишком велик и на частоте резонанса в исследуемом объекте возникнут нелинейные искажения, что приведет к «уплощению» АЧХ в месте ее подъема. Следует так же правильно выбрать шаг частот. Чем больше дискретность выбора, тем быстрее можно выполнить измерения, однако редкое расположение точек, на основе которых строится экспериментальная АЧХ на графике, тем больше вероятность потерять какие-либо детали характеристики.
Таким образом процесс трудоемок, требует многократного отсчета показаний трех приборов, выполнение расчетных операций и построение графика АЧХ ручным способом с графическим интерполированием. Из-за значительного времени, которое занимает измерительная процедура, возможны погрешности, связанные с изменением питающего напряжения и температуры. При настройке аппаратуры после изменения какого-либо элемента, процедуру измерений приходится повторять, что делает ремонтные и настроечные работы малопроизводительными. Поэтому возникла необходимость в автоматизации процесса измерения АЧХ.
8.4.2.Принципы построения автоматизированного измерителя амплитудно-частотных характеристик.
Автоматизировать процесс измерений АЧХ удалось за счет применения генератора, частота которого может периодически плавно изменяться по определенному закону в нужной полосе частот, и осциллографического индикатора. Таким образом, вырисовывается блок-схема простейшего измерителя амплитудно-частотных характеристик (ИАЧХ), которая представлена на рис 8.24.

342
Генератор |
Генератор |
|
ИАЧХ |
качающейся |
модулирующего |
|
|
частоты |
напряжения |
|
|
Усилитель |
|
|
|
|
|
|
ЭЛТ |
|
Блок |
Усилитель |
|
Аттенюатор |
частотных |
вертикального |
|
|
меток |
отклонения |
|
|
Аттенюатор |
П |
Предварительный |
|
|
усилитель и |
|
|
|
|
|
|
|
|
детектор |
Выход |
Вход |
|
|
Исследуемый четырехполюсник
Рис. 8.24
Измерительный сигнал вырабатывается генератором качающейся частоты (ГКЧ), который управляется пилообразным напряжением, поступающим с генератора модулирующего напряжения. Это же напряжение используется для отклонения луча на экране электронно-лучевой трубки (ЭЛТ). В результат воздействия модулирующего напряжения частота синусоидального колебания ГКЧ изменяется по линейному закону,
как показано на рис. 8.25. от fmax до fmin. Средняя частота fср соответствует режиму
собственной настройки ГКЧ при отсутствии модулирующего напряжения. После

343
окончания одного периода модулирующего колебания частота ГКЧ возвращается к
значению fmin и снова нарастает по линейному закону.
uмод
а)
|
t |
fгкч |
Ось Y ЭЛТ |
|
fмакс |
|
б) fср
fминfмин
Ось X ЭЛТ
в)
f
Частотная t метка
Рис.8.25
Заметим что ГКЧ должен вырабатывать частотно-модулированное колебание без паразитной амплитудной модуляции, так как при измерении АЧХ должна изменяться только частота измерительного сигнала. Это накладывает определенные трудности на конструирования ИАЧХ. Что же касается формы модулирующего напряжения, то она не существенна и может быть не только пилообразной, но и треугольной и синусоидальной. Важно, только, чтобы закон изменения частоты совпадал с законом отклонения луча ЭЛТ по горизонтали, так как только в этом случае создается линейный частотный масштаб по оси “х”. При нелинейном модулирующем напряжении получается неодинаковая яркость отдельных участков АЧХ, однако при синусоидальном напряжении эта неодинаковость едва заметна.
Модулированный по частоте сигнал с ГКЧ поступает на усилитель и аттенюатор. Усилитель служит для усиления измерительного сигнала, а также для исключения влияния аттенюатора на ГКЧ. Аттенюатор в совокупности с усилителем позволяет изменять в
344
широких пределах напряжение сигнала, что необходимо, поскольку каждый исследуемый четырехполюсник может иметь свой коэффициент передачи. Например, при измерении АЧХ заграждающего фильтра может возникнуть необходимость в подаче измерительного сигнала большой амплитуды. При измерении АЧХ усилителя с большим коэффициентом усиления выходной сигнал прибора, наоборот должен быть малым. Вход исследуемого четырехполюсника соединяется с выходом измерительного прибора. Сигнал с его выхода возвращается обратно в измерительный прибор. Если измеряемый четырехполюсник содержит детектор (например, усилитель с детектором), то сигнал через аттенюатор и переключатель поступает на усилитель вертикального отклонения и на пластины ЭЛТ. Если исследуемый четырехполюсник детектора не содержит, то сигнал через переключатель поступает на предварительный усилитель, в котором сигнал усиливается и детектируется, а затем подается на усилитель вертикального отклонения.
При прохождении через исследуемый четырехполюсник частотномодулированный сигнал приобретает амплитудную модуляцию, причем огибающая несет информацию о форме АЧХ исследуемого объекта. В результате воздействия продетектированного сигнала на вертикально отклоняющие пластины и пилообразного напряжения развертки на горизонтально отклоняющие пластины на экране ЭЛТ образуется изображение АЧХ. Модулирующее напряжение для ГКЧ и напряжение развертки ЭЛТ формируется одним генератором, поэтому отклонение луча на экране и изменение частоты колебаний, воздействующих на исследуемый четырехполюсник, осуществляется синхронно. Таким образом ось Х на экране ЭЛТ является одновременно и осью времени и осью частот.
Для измерения частотных параметров четырехполюсника необходимо знать частоты, соответствующие отделенным точкам горизонтальной оси, для чего используются специальные метки. Для их формирования в ИАЧХ предусмотрен блок частотных меток (рис.8.24). Метки образуются путем смешивания сигналов опорной и качающейся частот. Блок частотных меток содержит генератор опорных частот, стабилизированный кварцем. Путем переключения резонатора опорный генератор перестраивается на несколько опорных частот, например 1, 10 и 100 кГц. Сигнал с опорного генератора поступает на делитель, в котором усиливается как сигнал основной частоты (например, 1 кГц), так и его гармоники (2,3,4 кГц и т.д.) Таким образом образуется сетка частот. Переключением основной частоты можно добиться сетки
345
частот с дискретностью 10 и 100 кГц. Выбор опорных частот и гармоник зависит от частотного диапазона, на который рассчитан прибор.
Вблоке частотных меток сигналы опорных частот поступают на смеситель, на который подается также сигнал с ГКЧ. При совпадении частоты ГКЧ с гармониками опорных частот на выходе смесителя образуются сигналы, из которых с помощью фильтра низких частот формируются частотные метки. После усиления метки поступают на усилитель вертикального отклонения и наблюдаются на экране ЭЛТ в виде вертикальных всплесков (рис.8.25в).
Динамический диапазон измерительного сигнала, поступающего с выхода исследуемого четырехполюсника, может быть достаточно большим, поскольку коэффициент передачи четырехполюсника в исследуемой полосе частот может изменяться в тысячи раз. В этом случае целесообразно представление АЧХ на экране ЭЛТ в логарифмическом масштабе, как это принято при графическом изображении АЧХ. Логарифмический масштаб по вертикальной оси обеспечивается усилителем с амплитудной характеристикой логарифмической формы. Поскольку масштаб становится нелинейным, для измерения коэффициента передачи используется калибратор, сигнал с которого может быть подан на усилитель вертикального отклонения.
Впроцессе измерения АЧХ осуществляются следующие регулировки в приборе:
•средней частоты ГКЧ для совмещения ее со средней частотой АЧХ исследуемого четырехполюсника;
•полосы качания для получения достаточной ширины обзора АЧХ;
•уровней выходного и входного сигналов с помощью аттенюаторов.
Кроме этих регулировок, являющихся специфическими, в ИАЧХ, как и в обычном осциллографе, регулируется яркость изображения, фокусировка луча, смещение изображения в горизонтальном и вертикальном направлениях.
Рассмотренная схема является упрощенной. Современные ИАЧХ более сложны и соответственно обладают большими возможностями при проведении экспериментов. Например ГКЧ обычно состоит из двух генераторов, один из которых работает на фиксированной частоте, а другой перестраивается. Рабочий диапазон ИАЧХ разбивается на поддиапазоны. Переход от одного поддиапазона к другому осуществляется переключением элементов генератора фиксированной частоты.
346
В современных ИАЧХ предусматриваются различные режимы качания частоты. Например, периоды качания частоты могут изменяться от 0,01 до 40 с. Может быть предусмотрена ручная перестройка и качание частоты, разовое качание частоты с ручным запуском.
По значению полосы качания ИАЧХ делятся на узкополосные, среднеполосные, широкополосные, комбинированные. Так, ИАЧХ, работающие в частотном диапазоне от 20 до 30 106 Гц, считаются узкополосными, если полоса качания не превышает 0,01 от
максимальной частоты диапазона, среднеполосными, если полоса качания менее 0,6fmax,
широкополосными, если полоса качания охватывает весь частотный диапазон.
По допустимым погрешностям частотных параметров ИАЧХ делятся на пять классов, по допустимым значениям амплитудных погрешностей – на три класса. Следует отметить, что по допустимым значениям частотных и амплитудных погрешностей ИАЧХ может относиться к разным классам.
К нормируемым характеристикам измерителей частотных характеристик относятся: диапазон несущих частот; погрешность шкалы несущих частот; полоса качания; выходное напряжение; неравномерность собственной АЧХ в полосе качания (динамическая характеристика); периоды качания и другие.
Для неискаженного воспроизведения АЧХ на экране измерителя необходимо выполнение ряда условий. При исследовании активных четырехполюсников (например, усилителей) возможны искажения формы АЧХ из-за нелинейности их амплитудных характеристик. Искажения этого типа легко выявить, увеличив напряжение, снимаемое с ГКЧ. Если теперь форма АЧХ изменяется, то нелинейные искажения имеют место. При этом напряжение на входе должно быть минимальным.
При измерении АЧХ четырехполюсников с большим затуханием выходное напряжение мало и появляются искажения формы АЧХ, связанные с нелинейностью детектора. Для большинства детекторов, применяемых в ИАЧХ, нормальный режим детектирования обеспечивается при напряжении не менее 0,2 В. Если выходное напряжение четырехполюсника меньше, необходимо применить широкополосный усилитель.
Нормальная работа ГКЧ возможна лишь при работе прибора на согласованную нагрузку. Выходное сопротивление ГКЧ, рассчитанного на низкие частоты, обычно составляет 600 Ом, а на высоких 50 или 75 Ом. Если сопротивление исследуемого
347
четырехполюсника существенно отличается от указанных значений, применяют согласующие устройства.
В ИАЧХ частота выходного сигнала изменяется во времени. Если время пребывания измерительного сигнала в полосе пропускания исследуемого четырехполюсника соизмеримо с его постоянной времени, то возможно искажение формы АЧХ из-за переходных процессов. Наличие таких динамических погрешностей обычно устанавливают, уменьшая частоту модулирующего напряжения пилообразной формы или полосу качания частоты. Если при этом не наблюдается смещения положения максимума АЧХ или изменения его значения, то динамические погрешности малы.
Остальные виды погрешностей ИАЧХ нормируются ГОСТ. К числу их относятся: погрешность измерения частоты; погрешность изменения относительной амплитуды; отклонение частотного масштаба на экране ИАЧХ от заданного закона; неравномерность собственной АЧХ и др.
8.4.3. Требования к ИАЧХ.
Благодаря большому разнообразию частотноселективных устройств современная связь предъявляет к ИАЧХ целый ряд разнообразных требований.
В настоящее время радиотехникой и смежными областями техники освоен частотный диапазон от долей герц до десятков гигагерц. Принципы построения ИАЧХ и методика измерений АЧХ в зависимости от частотного диапазона сильно отличаются. Поэтому в данной книге рассматривается диапазон от звуковых частот до полтора тысяч мегагерц, т. е. наиболее широко применяемый диапазон, охватывающий технику записи и воспроизведения звука, технику радио и телевизионного вещания, а также коаксиальные линии передачи и их узлы.
По полосе частот радиоустройства могут быть разделены на узкополосные, с полосами, составляющими доли и единицы процента от центральной частоты, и широкополосные – с полосами в десятки и более процентов.
Совместить в одном ИАЧХ возможность измерения и широкополосных и узкополосных АЧХ очень трудно, так как если в первом случае основная задача – поддержание постоянства выходного напряжения ИАЧХ в полосе качания, то во втором случае на первое место выходят вопросы стабильности частоты и паразитной частотной
348
модуляции. Соответственно отличаются и принципы построения узкополосных и широкополосных ИАЧХ.
Основными требованиями к ИАЧХ являются требования к измерению частоты и амплитуды любой точки АЧХ с минимальными погрешностями.
Как отмечалось ранее, для измерения частоты в ИАЧХ формируются частотные метки, наблюдаемые непосредственно на кривой АЧХ. При их помощи погрешность измерения частоты отдельных точек АЧХ может в современных ИАЧХ быть сведена до величины порядка 1 10 –4 и лучше.
Для измерения амплитуды напряжения после измеряемого четырехполюсника пользуются детекторной головкой, амплитудная характеристика которой при малых входных напряжениях нелинейна. Это обстоятельство часто затрудняет определение истинного отношения амплитуд отдельных точек АЧХ по их взаимному расположению на экране ИАЧХ.
Современная радиотехника ставит требования одновременного наблюдения на экране ИАЧХ больших перепадов напряжения, динамический диапазон которых при исследовании высокоселективных устройств составит 60 – 80 дБ и более. Для этого необходимо иметь логарифмический масштаб по амплитуде. Если логарифмировать выходное напряжение с детекторной головки, что позволило бы ограничиться одним узкополосным логарифмическим усилителем для любого частотного диапазона входных напряжений, то совершенно очевидно, что при допускаемых погрешностях, не превышающих единиц децибел, возможна работа только на одном из участков ее амплитудной характеристики – линейном или нелинейном.
В первом случае на выходе испытываемого четырехполюсника необходимо иметь напряжение, превышающее начало линейного участка на величину, равную требуемому динамическому диапазону логарифмирования. Во втором случае следует учесть нелинейность амплитудной характеристики головки, так как динамический диапазон логарифмирования задается по ее входному напряжению. И то, и другое в большинстве случаев осуществить невозможно.
Поэтому логарифмический масштаб по амплитуде в ИАЧХ может быть получен при помощи широкополосных логарифмических усилителей, установленных между испытываемым четырехполюсником и детекторной головкой, усиление которых подобрано таким образом, чтобы работать только на линейном участке амплитудной характеристики последней.
349
Отсутствие нелинейных искажений, высокая чувствительность и возможность получения логарифмической амплитудной характеристики свойственны измерительным супергетеродинным приемникам. Однако для каждой частоты необходимо настраивать настраивать гетеродин, поэтому невозможно применять их совместно с ИАЧХ, где частота изменяется непрерывно. Поэтому специально для работ с ИАЧХ наряду с широкополосными усилителями имеются автоматические усилители, по принципу действия представляющие собой супергетеродинный приемник, гетеродин которого способен автоматически перестраиваться синхронно с частотой усиливаемого напряжения таким образом, чтобы разность между ними оставалась постоянной и равной промежуточной частоте. Амплитудной характеристике усилителя промежуточной частоты может быть придан линейный или логарифмический характер.
Так как четырехполюсники могут во много раз отличаться по величине модуля своего коэффициента передачи, то это ставит различные требования к величине выходного напряжения ИАЧХ. Активные четырехполюсники, например усилители промежуточной частоты с коэффициентом усиления 60 дб и более, требуют подачи на вход минимального напряжения с тем, чтобы избежать перегрузки последующих каскадов. Пассивные четырехполюсники, наоборот, требуют подачи на вход возможно большего, но еще допустимого напряжения с тем, чтобы и в полосе непропускания, прохождение в которой может быть хуже на 60 дб и более, еще иметь напряжение, достаточное для отклонения луча индикатора. Однако во многих случаях допустимое напряжение для четырехполюсников с большим ослаблением не превышает долей вольта
иестественно, что для одновременного наблюдения на экране ИАЧХ полос пропускания
инепропускания таких четырехполюсников также необходимо иметь логарифмические усилители. Для исследования только полос пропускания в линейном масштабе необходимо на входе иметь достаточно высокий уровень напряжения ИАЧХ или на выходе исследуемого устройства перед детектором ИАЧХ – высокочастотный усилитель.
8.4.4.Основные параметры ИАЧХ.
В отличие от целого ряда других радиоизмерительных приборов, которые являются или индикаторами, или генераторами, ИАЧХ совмещает в себе функции тех и других, хотя ГКЧ и индикатор ИАЧХ не всегда выполняются в одном приборе. Поэтому параметры ИАЧХ могут быть подразделены на выходные, характеризующие в основном ГКЧ; входные,
350
относящиеся к индикатору; общие, характеризующие совместную работу ГКЧ и индикатора.
Выходные параметры:
•Рабочий диапазон частот – диапазон. внутри которого можно производить измерения при помощи данного ИАЧХ.
•Максимальная и минимальная полосы качания задаются или в процентах от центральной частоты, или в абсолютных величинах, в зависимости от принципа построения ГКЧ). Максимальная полоса качания – это наибольший участок рабочего диапазона частот, который может одновременно наблюдаться на экране индикатора ИАЧХ, минимальная полоса определяет разрешающую способность ИАЧХ.
•Кратковременная стабильность центральной частоты задается в относительных единицах от минимальной полосы качания и определяет, насколько устойчиво кривая исследуемого АЧХ будет находиться в пределах экрана индикатора в течение времени измерения АЧХ (обычно 1
– 3 мин).
•Частотные метки, величины и кратность обозначаемых ими частот характеризуют возможности ИАЧХ с точки зрения измерения частоты отдельных точек АЧХ.
•Период или частота качания определяют время вычерчивания кривой на экране индикатора. Они задаются, соответственно, в секундах или герцах.
•Выходное напряжение ИАЧХ, как и других измерительных генераторов, характеризуется его максимальной величиной, точностью установки, пределами регулировки и нелинейными искажениями.
•Выходное сопротивление ИАЧХ для согласования со входом измеряемых радиоустройств обычно имеет величину, равную наиболее распространенному волновому сопротивлению в данном частотном диапазоне: 600 Ом в ИАЧХ с рабочим диапазоном до единиц мегагерц и 75 и 50 Ом – в остальном диапазоне.
•Неравномерность выходного напряжения является специфическим параметромИАЧХ. Она задается при определенной полосе качания или во всем рабочем диапазоне и определяется по формуле
351
δ =±U макс−U мин100%,
U макс+U мин
где Uмин и Uмакс – соответственно минимальная и максимальная величины
выходного напряжения в полосе качания.
Входные параметры:
•Количество каналов вертикального отклонения и их чувствительность, которая может быть задана как по высокой частоте (особенно при наличии встроенных детекторных головок), так и по низкой частоте
•Полоса пропускания канала вертикального отклонения и нелинейность его амплитудной характеристики.
•Аналогичные параметры канала горизонтального отклонения индикатора ИАЧХ приводятся только в том случае, если индикатор изготавливается отдельно от ГКЧ.
•Важным параметром индикатора ИАЧХ является динамический диапазон амплитуд, одновременно наблюдаемых на экране, задаваемый в децибелах. При отсутствии логарифмических усилителей он обычно не превышает 25 – 30 дб.
•Размеры экрана также являются важным параметром ИАЧХ, так как вместе с минимальной девиацией и динамическим диапазоном амплитуд, одновременно наблюдаемых на экране индикатора, они характеризуют разрешающую способность ИАЧХ.
•Входное сопротивление ИАЧХ характеризует влияние, оказываемое им на АЧХ измеряемого радиоустройства в точке присоединения. В диапазоне до долей мегагерц, где измеряемое напряжение подается непосредственно на индикатор ИАЧХ, величина входного сопротивления имеет порядок сотен килоом при параллельной емкости порядка десятков пикофарад. На более высоких частотах измеряемое напряжение подается на детекторные головки, которые в несогласованных трактах обладают входным сопротивлением порядка единиц или десятков килоом при параллельной емкости 2 –:5 пф.
352
Основные входные параметры ИАЧХ во многом аналогичны параметрам осциллографическик индикаторов и характеризуют его индикаторную часть.
8.4.5.Принципы построения ГКЧ.
ГКЧ – это основной узел ИАЧХ. Узкая полоса качания или широкая, отдает ИАЧХ большую входную мощность или малую – все это определяется основным узлом ИАЧХГКЧ. Качество ГКЧ оценивается в основном следующими параметрами: неравномерностью выходного напряжения в пределах полосы качания и всего диапазона частот, нелинейностью модуляционной характеристики качания частоты, стабильностью средней частоты, величинами паразитной частотной модуляции и нелинейных искажений выходного напряжения.
Паразитная частотная модуляция обычно имеет частоту питающей сети, и ее величина определяет минимальную полосу частот, в которой можно исследовать АЧХ четырехполюсника. Нестабильность центральной частоты является причиной неустойчивости изображения АЧХ на экране индикатора при исследовании узкополосных фильтров. Остальными параметрами оценки качества ГКЧ определяется степень искажения АЧХ на экране индикатора и погрешности измерения АЧХ.
В зависимости от требований к ГКЧ имеются два принципа его построения. В тех случаях, когда от ГКЧ требуется большая мощность при малых нелинейных искажениях выходного напряжения и высокая стабильность средней частоты, колебания
генерируются непосредственно автогенератором качающейся частоты. Построенные по такому принципу ГКЧ обычно не позволяют получить полосу качания частоты более 40% от средней частоты, и их коэффициент перекрытия по диапазону частот (отношение максимальной частоты диапазона к минимальной) не превышает величину порядка 3 –4.
Перекрытие широкого диапазона частот без разбивки его на отдельные поддиапазоны при широкой полосе качания обеспечивается путем построения ГКЧ по принципу смешивания. При этом коэффициент перекрытия в одном диапазоне достигает величины 103 –104. На рис. 8.26. показана блок-схема такого ГКЧ. На смеситель подается напряжение от генератора частоты f1 и напряжение с качающейся частотой f2 . В результате смешивания наряду с другими частотами на выходе смесителя
353
имеется напряжение разностной частоты f1 – f2 , которое выделяется фильтром нижних частот (ФНЧ), включенным на выходе смесителя. ФНЧ подавляет составляющие выходного напряжения, частота которых выше частоты среза фильтра fВ. При помощи ГКЧ, построенных по такому принципу, можно получить широкую полосу качания, не зависящую от средней частоты. Постоянство полосы качания при изменении средней частоты ГКЧ, обеспечивается тем, что автогенератор качающейся частоты работает на фиксированной средней частоте. Перестройка частоты на выходе смесителя достигается путем перестройки частоты f1 диапазонного генератора. У ГКЧ на смешивании меньше выходное напряжение, хуже стабильность и больше нелинейные искажения, чем в автогенераторе с качающейся частотой.

354
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
f1 – f2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
Генератор |
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
Смеситель |
|
|
|
|
|
|
|||
|
фиксированной |
|
|
|
|
|
ФНЧ |
|
|
||||
|
частоты f1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
K |
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
fв |
f |
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
ГКЧ |
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
f2 |
|
|
|
|
Рис.8.26 |
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Крупным недостатком ГКЧ, построенного по принципу смешивания, как уже указывалось, является малая стабильность средней частоты. Ухудшение стабильности является результатом того, что абсолютная нестабильность частоты смешиваемых колебаний переносится на разностную частоту f1 – f2 . Нестабильность частоты на выходе смесителя отсутствует в том случае, когда нестабильность частоты каждого из смешиваемых напряжений имеет одинаковые величины и знак. Поэтому при конструировании ИАЧХ принимаются меры чтобы схемы и конструкции генераторов были идентичными и оба генератора получали питание от одного источника. Во избежание нестабильности частоты от температуры оба генератора помещают внутри прибора рядом или заключают в один термостат. В большинстве случаев ГКЧ на смешивании применяют только для построения ИАЧХ с широкими полосами качания.
Отличительной особенностью смесителей, применяемых в ГКЧ, по сравнению со смесителями, применяемыми в радиоприемных устройствах, является то, что от них требуется сравнительно большое выходное напряжение. Это затрудняет формирование напряжения разностной частоты чисто синусоидальной формы на выходе смесителя. У ГКЧ, построенных по принципу смешивания, на выходе смесителя наряду с полезным напряжением разностной частоты f1 – f2 имеются гармоники 2(f1 – f2), 3(f1 – f2), а также нечетные паразитные комбинации видов f1 – 2f2, 2f1, – 3f2, 3f1, – 4f2 и т. д. Они могут попасть в полосу пропускания фильтра, установленного после смесителя. При одновременном совпадении частоты между отдельными составляющими, попадающими на вход детекторной головки, подключенной к исследуемому четырехполюснику на экране индикатора появляются биения в виде амплитудной метки, затрудняющей наблюдение АЧХ в этой области частот. Для уменьшения уровня паразитных комбинационных составляющих, на выходе смесителя следует частоты генераторов для

355
смешивания выбрать достаточно высокими по сравнению с fВ. Это исключает возможность попадания паразитных колебаний невысокого порядка в полосу пропускания ФНЧ. Однако увеличение частоты смешиваемых напряжений при прочих равных условиях ведет к увеличению относительной нестабильности и паразитной частотной модуляции выходного напряжения ГКЧ.
8.4.6. Способы качания частоты
Простейшая схема ГКЧ представляет собой автогенератор, частота колебаний которого периодически меняется по определенному закону. Для генерирования колебаний качающейся частоты, как правило, используются одноконтурные LС автогенераторы на контурах с сосредоточенными или распределенными параметрами. Одноконтурные схемы ГКЧ имеют то преимущество перед двухконтурными, что для качания частоты требуется управление частотой только одного контура.
В диапазоне звуковых частот применяются RC и RL генераторы, однако и там они обычно заменяются ГКЧ, построенными по принципу смешивания с применением LC генераторов. Причиной этого является сравнительно узкий диапазон перестройки частоты по сравнению с ГКЧ на смешивании.
Резонансная система LC генератора может быть представлена в виде колебательного контура, параметры которого с учетом потерь в катушке индуктивности определяются формулой:
f |
|
= |
1 |
1 − |
R2 C |
. |
|
0 |
2π LC |
L |
|||||
|
|
|
|
Отсюда следует, что способы качания частоты могут быть основаны на изменении L, С и R. Частота обычно качается путем изменения емкости или индуктивности контура. Возможно также одновременное изменение емкости и индуктивности контура. Это обеспечивает более широкую полосу качания частоты, однако на практике применяется редко, так как усложняет конструкцию ГКЧ. Подобные генераторы трудно поддаются настройке.
В принципе, можно перестраивать частоту также изменением сопротивления однако такой способ на практике не применяется. Увеличение R даже на незначительную величину сильно снижает добротность контура и приводит к срыву колебаний автогенератора.
356
Частоты RC и RL генераторов перестраивают путем изменения величины какоголибо элемента фазосдвигающей цепи (R, L, С).
Частоту генератора можно перестраивать при помощи полупроводниковых диодов (варикапов), транзисторов ферритовых сердечников, сегнетодиэлектриков, а также путем использования электромеханических модуляторов. Широко распространились способы, основанные на использовании ферритовых сердечников. Большинство ИАЧХ в диапазоне частот до 400 МГц содержит ферритовые модуляторы частоты.
В выпускавшихся ранее приборах в диапазоне 400 – 1500 МГц широко использовались электромеханические способы качания частоты. Электромеханические способы качания частоты реализовывались с помощью переменного конденсатора с вибрирующим ротором или вибрирующего короткозамкнутого витка катушки, помещаемого в магнитном поле резонансного контура. В дециметровом диапазоне и в настоящее время широко используются электромеханические способы качания частоты с помощью вибрирующих конденсаторов, поскольку иным способом получить широкую полосу качания весьма затруднительно. На частотах свыше 400 МГц ферритовые сердечники, варикапы вносят большие потери в колебательный контур. На этих частотах данные элементы используются для качания частоты в небольших пределах.
Диапазон частот 200 – 500 МГц отличается многообразием методов качания частоты. Это объясняется тем, что на этих частотах можно использовать резонансные контуры с сосредоточенными и распределенными параметры. Когда от генератора требуется небольшая мощность (10 – 20 мВт), для модуляции частоты используются ферритовые сердечники малых размеров.
На частотах свыше 1500 МГц ГКЧ строятся на лампах обратной волны или магнетронах с широким диапазоном электронной перестройки частоты. Указанные приборы представляют собой генераторы в законченном виде, для включения которых достаточно подать питающие напряжения. Частотой управляют изменением напряжения на одном из их электродов.
Качание частоты с использованием емкости р-n перехода.
Полупроводниковый прибор (ПП) в качестве переменной емкости широко применяется в ИАЧХ. К достоинствам такой емкости следует отнести практически безынерционность управления в большом диапазоне частот, а также малое потребление мощности для управления. ПП долговечны, имеют малые размеры. Схемы модуляторов на ПП могут применятся для качания частоты как в LC, так и RC генераторах.

357
В основе использования ПП для частотной модуляции лежит явление изменения емкости р-n перехода при изменении величины обратного смещения на нем.
Емкость р-n перехода при изменении величины обратного смещения выражается формулой
С = |
A |
, |
(U +ϕk)n |
где А- коэффициент пропорциональности, зависящий от концентрации примесей и площади p-n перехода; ϕк- контактная разность потенциалов p-n равная 0,4 – 0,7 В,
U – напряжение смещения, приложенное к р-n переходу; n – коэффициент, зависящий от распределения примесей в переходе. Характер изменения зависимости C=f(U) определяется конструктивными размерами и технологическими особенностями ПП. Если поддерживать величину постоянного напряжения смещения на емкости в 4 – 5 раз больше амплитуды высокочастотных колебаний, то можно считать, что величина емкости в основном будет определяться лишь значением напряжения смещения. Зависимость относительной величины емкости варикапа от приложенного к нему напряжению смещения показана на рис. 8.27.
C %
Cном
80
60
40
20
0 |
-20 |
-40 |
-60 |
U, В |
|
|
Рис.8.27 |
|
|
На рис. 8.27. показана зависимость С/СНОМ от напряжения смещения для варикапов типа Д901. СНОМ = 20÷40 пФ.
Частотный диапазон использования емкости варикапа зависит от схемы и требований к ГКЧ, и в первую очередь от требований к полосе качания. Одним из важных параметров варикапа является его добротность. Зависимость добротности от напряжения смещения имеет монотонный характер, причем с увеличением напряжения смещения добротность
358
возрастает. Так как p-n переход варикапа имеет на более высоких частотах сравнительно с LC контуром низкую добротность, его включают в колебательную систему частично. Другим важным параметром варикапа является зависимость его емкости от температуры. С ростом приложенного напряжения зависимость емкости от температуры уменьшается.
Резонансная частота LC контура нелинейно связана с емкостью, а емкость варикапа в свою очередь изменяется нелинейно от напряжения, поэтому модуляционная характеристика (зависимость частоты от приложенного напряжения) тоже нелинейна. В связи с нелинейностью модуляционной характеристики не удается получить широкий диапазон качания частоты. Выбор оптимальных значений параметров контура, типа варикапа, коэффициента включения варикапа в контур и начальной рабочей точки, является достаточно сложной задачей. При этом модуляционная характеристика остается нелинейной и необходимо принимать специальные меры для того, что бы сохранить равномерность масштаба по оси частот ЭЛТ и неискаженное воспроизведение АЧХ на ее экране.
Методы улучшения линейности частотного масштаба ИАЧХ.
О линейности частотного масштаба ИАЧХ можно судить по расположению калибрационных частотных меток на экране индикатора. Так как в ИАЧХ изменение частоты ГКЧ и развертка луча ЭЛТ индикатора осуществляются одним и тем же напряжением, то форма этого модулирующего напряжения не имеет принципиального значения. Необходимо лишь сохранить линейную зависимость между модулирующим напряжением и частотой ГКЧ.
Разумеется, что при учете нелинейности частотного масштаба следует учитывать также нелинейность усилителя горизонтального отклонения индикатора, включая нелинейность самой индикаторной трубки. Однако в ИАЧХ доминирующее значение, особенно при больших полосах качания, имеет нелинейность модуляционной характеристики ГКЧ.
Нелинейность модуляционной характеристики, являющийся основной причиной нелинейности частотного масштаба, приводит не только к искажению АЧХ на экране индикатора. При интерполяции по частоте между двумя частотными метками нелинейность частотного масштаба является источником погрешности определения частоты.
Улучшение модуляционных характеристик путем подбора формы модулирующего напряжения является применяемым методом, однако он имеет

359
существенный недостаток. В зависимости от типа применяемого генератора, вопрос приходится решать индивидуально. Другой способ уменьшения нелинейности качания частоты иллюстрируется на рис.8.28. Данная схема позволяет уменьшить нелинейность независимо от способа качания частоты.
Здесь напряжение для развертки луча ЭЛТ по горизонтали формируется с помощью частотного детектора-дискриминатора (ЧД), установленного на выходе ГКЧ.
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Диапазонный |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Смеситель |
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
Фильтр НЧ |
|
|
||
|
генератор |
|
|
|
|
|
|
|
|
Выход |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
u |
|
|
t |
u |
К ЭЛТ |
|
ГКЧ |
|
Вход |
|
|
t |
модулирующего |
f |
|
|
напряжения |
|
Усилитель |
|
|
|
Частотный |
|
|
|
горизонтального |
|
|
t |
детектор |
|
|
отклонения |
||
|
|
Рис. 8.28
При достаточной линейности характеристики частотного детектора форма сигнала на его выходе будет соответствовать модуляционной характеристике ГКЧ. Таким образом, хотя качание частоты происходит по нелинейному закону, линейность шкалы частот (ось Х на экране ЭЛТ) будет соблюдена, частотные метки расположатся на одинаковых расстояниях и интерполяция между ними будет осуществляться без заметной погрешности. Важно отметить, что если из-за температурных влияний или нестабильности режима изменится модуляционная характеристика ГКЧ, соответственно изменится форма напряжения на выходе частотного детектора, и напряжение горизонтальной развертки ЭЛТ и линейность шкалы частот сохранится.

360
Стабилизация амплитуды выходного напряжения ГКЧ
Одним из требований к ИАЧХ является постоянство выходного напряжения в пределах полосы качания и во всем диапазоне частот. В противном случае форма АЧХ на экране ЭЛТ будет искажена.
Наибольшее распространение получили 2 способа стабилизации высокочастотного напряжения.
•Схема автоматической регулировки амплитуды (АРА) с обратной связью, охватывающий генератор, в котором уровень выходного напряжения управляется изменением режима генератора. Недостатком является то, что при этом изменяется частота генератора и возникает дополнительная нелинейность частотного масштаба.
•Схемы АРА с использованием в качестве исполнительных устройств управляемых аттенюаторов, усилителей и других элементов, способных изменять уровень ВЧ сигнала на их выходе при воздействии управляющего
напряжения.
Принцип действия системы АРА второго типа поясняется на рис. 8.29. Сигнал, с изменяющейся амплитудой с ГКЧ детектируется и усиливается усилителем и с его выхода поступает на регулирующий элемент, в качестве которого чаще всего используется регулируемый аттенюатор. Таким образом при помощи детектора и усилителя система АРА поддерживается постоянное напряжение генератора.
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ГКЧ |
|
|
|
Регулирующий |
|
|
|
|
|
|
|
элемент |
|
Выход |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
Детектор Усилитель
Рис.8.29.
361
8.4.7. Блок частотных меток
Принципы формирования частотных меток.
Частота АЧХ исследуемых четырехполюсников отсчитывается при помощи вырабатываемых частотных меток, которые воспроизводятся на экране ЭЛТ путем яркостной или амплитудной модуляции электронного луча. В первом случае напряжение импульса частотной метки подводится к управляющему электроду и в зависимости от полярности гасит электронный луч или, наоборот, увеличивает его яркость. Во втором случае напряжение прикладывается к пластинам вертикального отклонения ЭЛТ, и частотная метка появляется в виде вертикального всплеска. Более удобным, с точки зрения эксплуатации, является второй метод, и поэтому он наиболее распространен в современных ИАЧХ.
Идея метода заключается в подаче напряжения от ГКЧ на отдельный смеситель, на который одновременно подают калибровочные частоты. Метки образуются из «нулевых биений» и подаются на вертикально-отклоняющие пластины или через усилитель вертикального отклонения.
От генератора меток требуется создать сигнал, богатый гармоническими составляющими с широким частотным спектром при определенной точности частотных меток. Для изменения масштаба частотной шкалы в блоке меток предусматривается возможность подключения различных источников калибровочных частот. При исследовании относительно узкополосных четырехполюсников возникает необходимость в получении частотных меток, следующих с возможно меньшим интервалом в широком диапазоне частот. Для получения такого спектра на смеситель меток следует подать напряжение с калибровочными частотами как с широким, так и с узким интервалом по частоте. Чаще всего все эти частоты получают от одного кварцевого генератора фиксированной частоты путем умножения и деления частоты в соответствующих каскадах блока частотных меток. Другой вариант формирования частотных меток представлен на рис 8.30.

362
|
|
|
|
|
|
|
|
Сигнал от ГКЧ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Генератор |
|
|
|
|
|
Смеситель |
|
|
Формирующее |
|
|||||||||||
|
|
калибровочной |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
устройство и |
|
|
|
|
|||||||
|
|
частоты f |
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
усилитель |
|
|
|
Выход |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
меток f |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Усилитель и |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
фильтр с |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
полосой f/10 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
Генератор |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Формирующее |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
Смеситель |
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
калибровочной |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
устройство и |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
частоты f/10 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
усилитель |
|
|
Выход |
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
меток f/10 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Усилитель и |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
фильтр с |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
полосой f/20 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
Генератор |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Формирующее |
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
Смеситель |
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
калибровочной |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
устройство и |
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
3 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
частоты f/100 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
усилитель |
|
Выход |
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
меток f/100 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
К следующему каскаду
Рис.8.30
Для образования частотных меток используется сигнал с ГКЧ и сигналы от нескольких генераторов калибровочных частот, генерирующие сигналы с соотношением частот 100:10:1. Такое же соотношение частот имеют калибровочные метки на выходах схемы.
Формирование частотных меток для интервальных измерений.
Для измерений полосы пропускания настраиваемых четырехполюсников удобно пользоваться двумя метками, расстояние между которыми может изменяться в необходимых пределах с достаточной точностью. Это особенно важно для настройки узкополосных устройств, когда создание мелкого масштаба частотных меток связано с рядом технических трудностей. Эту задачу можно решить с помощью блок-схемы, представленной на рис.8.31.

363
э
|
|
|
|
Настраиваемый |
|
|
ГКЧ |
|
|
||||
|
|
|
|
Индикатор |
||
|
|
|
объект |
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Формирующее |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
Смеситель |
|
|
|
||
|
|
|
устройство |
|
||
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Диапазонный |
|
|
|
|
|
|
Диапазонный |
||
генератор |
|
|
генератор |
|
ВЧ |
|
|
НЧ |
|
|
|
|
|
|
Рис. 8.31
.
Диапазонный генератор, работающий в диапазоне частот ГКЧ, модулируется по амплитуде с частотой fМ сигналом от генератора НЧ. В результате этого в смеситель поступает несущая частота от генератора ВЧ и две боковые составляющие с частотным интервалом, равным 2 fМ . Таким образом на экране индикатора будут воспроизведены центральная частотная метка, отсчитываемая по шкале генератора ВЧ, и две боковые метки, интервал между которыми задается шкалой генератора НЧ.
Частотный интервал между двумя боковыми метками в данном случае можно измерить с достаточно высокой точностью, определяемой частотной погрешностью шкалы диапазонного генератора НЧ. При необходимости частота НЧ генератора может контролироваться цифровым частотомером.
Погрешности частотных меток.
Наибольшее распространение получил метод формирования частотных меток из «нулевых биений», т.е. когда на смеситель наряду с напряжением от генератора качающейся частоты подается напряжение калибровочного генератора.
При совпадении частот ГКЧ и калибровочной частоты на выходе смесителя будут появляться «нулевые биения», из которых фильтром нижних частот выделяется напряжение с разностной частотой в соответствии с его АЧХ.
При линейном законе изменения частоты напряжения с разностной частотой на
364
выходе смесителя
u(t)= cos [πγ(t −t0 )2 +ϕ0 ] |
(8.19) |
здесь γ- скорость изменения частоты; t0 – момент времени, соответствующий равенству частот калибровочного генератора и ГКЧ; ϕ0 – начальная фаза.
Результирующее колебание u(t) является четной функцией относительно точки t=t0. Форма результирующего колебания в окрестности точки t=t0. зависит от значения начальной фазы, которая при работе ГКЧ за каждый период качания имеет случайный характер. Форма результирующего колебания в области «нулевых биений», таким образом, будет также случайной, однако во всех случаях эти колебания будут симметричными по отношению точки t=t0.
Форма огибающей частотной метки определяется коэффициентом передачи фильтра нижних частот. Рассмотрим случай однозвенного RC фильтра нижних частот. Условимся за ширину частотной метки считать частотный интервал, ограниченный с обеих сторон частотой среза fв , фильтра, что показано на рис. 8.32., где по оси абсцисс отложена частота биений fб.
Для однозвенного RC фильтра нижних частот:
f м =2 f |
|
= |
1 |
. |
(8.20) |
в |
|
||||
|
|
πRC |
|
Как и у любого селективного четырехполюсника, у рассматриваемого нами фильтра его динамическая АЧХ (ДАЧХ) может значительно отличаться от статической АЧХ. Существенным изменением в АЧХ для случая формирования частотных меток является смещение огибающей (рис.8.32) в направлении изменения частоты, что приводит к погрешностям при измерении частоты по частотным меткам.

365
U
Uмакс
t
fб
fв fв
fм
Рис.8.32
Степень смещения метки определяется скоростью качания частоты, и для рассматриваемого нами случая RC фильтра нижних частот смещение максимума АЧХ может быть найдено из выражения
δ Д = |
γ |
|
. |
(8.21) |
π f |
|
|||
|
в |
|
При воспроизведении на экране индикатора сетки частотных меток каждая из них займет на экране определенный отрезок, пропорциональный fМ = 2fВ . Частота интересующей нас точки исследуемой АЧХ на экране по частотной метке отсчитывается с определенной визуальной погрешностью, пропорциональной ширине частотной метки.
Одним из путей повышения точности визуального отсчета является уменьшение fМ . Минимальная ширина метки будет ограничиваться разрешающей способностью самого индикатора ЭЛТ (размерами сфокусированного луча).
Ширина метки на экране будет определять погрешность отсчета. Принято считать погрешностью отсчета величину, равную половине ширины метки на экране индикатора, т.

366
е. при принятых допущениях
δ0 = 0,5 |
F d, |
(8.22.) |
|
L |
|
где F – полоса качания, L – длина рабочей части экрана, мм, d – ширина частотной метки на уровне 0,7 мм.
Если абсолютная погрешность калибровочной частоты генератора в измеряемой точке δЭ, то максимальная погрешность частотной метки в худшем случае
δМ = δ0 + δД + δЭ |
(8.23). |
Для анализа δ0 необходимо найти ее связь со скоростью качания частоты. При этом будем учитывать то, что с увеличением скорости качания при той же fВ , уменьшается количество периодов напряжения в пределах полосы ФНЧ с частотой биений fб.
Определим это количество. Обращаясь к (8.20), найдем для случая ϕ0=О и t0=0 набег фазы за время t:
ϕ(t)= πγ t2 |
(8.24) |
Если принять, что за время формирования частотной метки tn образуется n полных колебаний (рис.8.32), то получим
n2π = πγ tn2 |
(8.25) |
и ширину частотной метки во времени
tm = 2 t n = 4 |
n |
. |
(8.26) |
|
2γ |
||||
|
|
|
При периоде качания Т частотная метка займет на экране отрезок длиной
d = |
L |
tМ = |
4L |
|
n |
, |
(8.27) |
|
T |
|
2γ |
||||
|
T |
|
|
|

367
так как при линейном пилообразном законе качания γ = |
F |
, то с учетом (8.22) и (8.27) |
|
T |
|||
|
|
||
δ0 = 2nγ = fв . |
|
(8.28) |
Для того чтобы с увеличением скорости качания γ качество метки, т. е. ее заполнение, осталось без изменений (n=const), необходимо увеличить fВ. В результате при увеличении γ увеличится погрешность отсчета частоты δ0.
Таким образом, максимальная суммарная погрешность метки может быть найдена из соотношения
δМ = f в + |
γ |
+ δэ = 2nγ + |
4 |
γ |
+ δэ . |
(8.29) |
|
π f в |
π |
2n |
|||||
|
|
|
|
При работе с конкретным фильтром НЧ, имеющим определенную fВ увеличение скорости качания частоты приводит к ухудшению качества, т. е. уменьшению заполняемости частотной метки. Исходя из экспериментально полученных результатов, можно считать предельно допустимым n =1, т. е. когда в полосе частотной метки f М
укладывается не менее двух полных периодов колебаний. Динамическая погрешность частотной метки с ростом скорости качания при заданной fВ будет расти.
В узкополосных ИАЧХ образование сетки достаточно узких меток сопряжено с необходимостью чрезмерного увеличения периода качания. Сказанное может быть проиллюстрировано конкретным примером. Пусть требуется иметь не менее 10 меток,
следующих с частотным интервалом 1 кГц, т. е. F=10 кГц. Если ограничим ширину метки толщиной сфокусированного луча, то согласно (8.22.) для экрана ЭЛТ c L=100 мм и d= 1 мм
δ0 = f в = 0,5 10000100 = 50 Гц
и, приняв n = 2, согласно (8.28) определим скорость качания частоты:
γ = |
δ02 |
= |
25 102 |
= 625 |
Гц |
, |
|
2n |
4 |
сек |
|||||
|
|
|
|
период качания

368
T = γF = 16 сек.
Находим динамическую погрешность по формуле (8.21.): δД =16 Гц. Исходя из эксплуатационных удобств, при наличии ЭЛТ с длительным послесвечением, можно ограничиваться максимальным периодом порядка 10 сек. Уменьшить период качания можно, только увеличив ширину метки или уменьшив n, т. е. ухудшив качество метки.
Динамические погрешности возникающие при качании частоты являются основной причиной использования в ИАЧХ медленной развертки и ЭЛТ с длительным послесвечением люминофора.
8.4.8.Особенности высокочастотных и низкочастотных узлов АЧХ.
Детекторные головки. На частотах свыше десятков килогерц и вплоть до диапазона метровых и более коротких волн для измерения исследуемого четырехполюсника используют диодные детекторные головки. Применяется несколько видов детекторных головок: проходная, согласованная, высокоомная.
Все они обладают необходимым для работы в ИАЧХ свойством – их выходное напряжение мало зависит от частоты входного напряжения во всем рабочем диапазоне частот ИАЧХ. У всех: детекторных головок основной недостаток – нелинейность амплитудной характеристики. На рис. 8.33. приведена амплитудная характеристика согласованной детекторной головки. Теоретически эта кривая имеет экспоненциальный характер.Однако с достаточной для практики точностью всю амплитудную характеристику можно разбить на два участка: линейный для входных напряжений Uвх > UА и нелинейный (квадратичный) для UВХ < UА.
Uвых, В
1,0
0,75
0,50
0,25
|
|
|
|
|
|
|
Uвх ,В |
0 |
|
UА |
0,5 |
1 |
1,5 |
||
|
|
||||||
|
|
|
Рис.8.33 |
|
|
|
|

369
Поэтому, если при измерениях с ИАЧХ напряжение на выходе исследуемого четырехполюсника меньше UА, то изображение его АЧХ на экране индикатора будет искаженным. Наличие этих искажений не позволяет по изображению АЧХ определить истинное значение амплитуд на разных частотах.
В детекторных головках, собранных на германиевых полупроводниковых диодах, величина UА находится в пределах 0,2 –0,5 В. Низкая величина UА, не превышающая 10 – 20 мВ, может быть получена при использовании в головках туннельных диодов, однако максимально допустимое входное напряжение таких головок ограничено 30 – 50 мВ.
Основными требованиями к проходной и согласованной детекторным головкам
являются равномерность АЧХ и малый коэффициент стоячей волны (ксв). Равномерность АЧХ достигается применением высокочастотных диодов, способных работать в широком диапазоне частот, конструкцией и выбором места включения диода. Малый ксв обеспечивается согласованием входной емкости диода с коаксиальным трактом. Для согласованной детекторной головки требуется еще, чтобы поглощающее сопротивление нагрузки было хорошо согласовано с высокочастотным трактом.
Детекторные головки проходного (рис.8.34) типа служат для контроля напряжения в высокочастотном тракте и расширяют возможности измерения при помощи ИАЧХ. Проходная головка имеет высокочастотные вход и выход и дополнительно выход НЧ, через который продетектированный сигнал поступает на вход ИАЧХ. При наличии проходной детекторной головки можно измерить ксв входа исследуемого четырехполюсника.
Для исследования АЧХ радиоустройств при их работе на согласованную нагрузку используются согласованные детекторные головки. Согласованная детекторная головка по электрической схеме и конструкции представляет собой сочетание согласованного сопротивления нагрузки и детектора. Она имеет высокочастотный вход и низкочастотный выход.
Вход ВЧ |
Выход ВЧ |
Д
С
R |
Выход НЧ |
Рис. 8.34 |
|
370
Высокоомная детекторная головка в основном применяется при настройке усилителей промежуточной частоты, видеоусилителей, частотных дискриминаторов и различной радиотехнической аппаратуры на частотах, редко превышающих 50 – 100 МГц. Важно, чтобы высокоомная детекторная головка обладала высоким входным сопротивлением, равномерной АЧХ и малой входной емкостью. При работе такие головки часто подключают к цепям для детектирования напряжений с амплитудой в несколько вольт, поэтому диоды, устанавливаемые в высокоомный пробник, должны обладать большим обратным допустимым напряжением.
Логарифмические усилители ИАЧХ
При измерении АЧХ высокоселективных радиоустройств ИАЧХ необходимо наблюдать на экране индикатора большие перепады амплитуд (1000, а иногда, например для кварцевых или электромеханических фильтров, до 10000 и более раз).
Обычно при измерении АЧХ с помощью ИАЧХ высокочастотное напряжение с выхода измеряемого четырехполюсника поступает на детекторную головку, а затем продетектированное напряжение подается на усилитель вертикального отклонения. Обычный детектор линейно детектирует напряжение если оно не менее 200 – 300 мВ. При меньших напряжениях детектирование нелинейно, и это приводит к искажению АЧХ, воспроизводимой на экране ЭЛТ. Вторым ограничением является сравнительно небольшие размеры экрана и конечная толщина луча. Изображение на экране не позволяет рассмотреть детали АЧХ устройства, если перепад уровней превышает 30 дБ.
Следует отметить, что при изображении частотных характеристик на бумаге мы тоже сталкиваемся с подобными неудобствами, которые обычно удается обойти применением логарифмического масштаба. В ИАЧХ этот вопрос решается за счет применения логарифмических усилителей (ЛУ).
ЛУ – это нелинейные усилители, коэффициент усиления которых в некотором приближении обратно пропорционален величине входного сигнала. Зависимость между выходным и входным напряжениями выражается уравнением
Uвых= Аlg Uвх + В.
ЛУ, применяемые в ИАЧХ имеют некоторые особенности. Необходимо обеспечить:
371
•малые собственные частотные искажения;
•малую инерционность для обеспечения отсутствия динамических искажений.
Основным способом построения ЛУ, является «последовательное сложение напряжений». Данный способ заключается в сложении напряжений с выходов нескольких линейных усилительных каскадов. Принципы построения устройств с нелинейной амплитудной характеристикой были рассмотрены ранее в разделе посвященном измерению напряжения (рис. 6.13). По сути задача получения логарифмической характеристики сходна задаче формирования амплитудной характеристики квадратора в преобразователе среднеквадратических значений напряжения.
8.4.9. Практические приемы работы с измерителями АЧХ.
Прежде чем приступить к описанию измерений при помощи ИАЧХ, следует отметить одно его свойство, которое делает этот прибор очень удобным в эксплуатации: проверка работоспособности ИАЧХ со встроенным индикатором не требует посторонних приборов. Для этого достаточно вход индикатора ИАЧХ через детекторную головку соединить с его выходом. При этом на экране индикатора получится изображение огибающей выходного напряжения ИАЧХ, по которому можно оценить неравномерность напряжения в установленной полосе качания, а при помощи частотных меток – величину этой полосы и частотный диапазон.
Снятие АЧХ заключается в том, что в ИАЧХ устанавливаются нужный диапазон частот и полоса качания, выходное напряжение подается на вход исследуемого устройства, а выход последнего через детектор соединяется со входом усилителя вертикального отклонения индикатора. Кроме этих операций, при снятии АЧХ еще следует принимать ряд мер, несоблюдение которых приводит к искажению воспроизведения АЧХ исследуемых устройств. Характер этих мер зависит как от частотного диапазона, так и от вида измеряемого объекта и способов присоединения его к ИАЧХ.
Выходное напряжение и неравномерность его в полосе качания обеспечиваются при нагрузке выхода ИАЧХ сопротивлением, равным его выходному. Если на низких частотах до единиц и десятков мегагерц несоответствие сопротивления нагрузки приводит, как правило, лишь к изменению величины напряжения на входе исследуемого
372
устройства, то на более высоких частотах это может привести и к неравномерности напряжения в полосе качания, а при больших несоответствиях сопротивлений – и к нарушению работы прибора.
Выходное сопротивление ИАЧХ обычно невелико. Чаще всего оно равно 600 Ом на низких частотах и 75 или 50 Ом на высоких. Поэтому, если участок цепи исследуемого устройства, на который необходимо подать напряжение от ИАЧХ, находится под постоянным напряжением, то во избежание порчи ИАЧХ следует соединять через разделительный конденсатор. Конденсатор также нужен, если входом измеряемого объекта является база транзистора, иначе может быть нарушена установленная на ней рабочая точка.
0 качестве согласования можно судить по неравномерности выходного напряжения ИАЧХ, измеряя его на выходе ИАЧХ при помощи проходной детекторной головки.
В случае, если исследуемое устройство имеет низкоомный вход с волновым сопротивлением, отличным от выходного сопротивления ИАЧХ, то с ИАЧХ его необходимо соединять через соответствующие согласующие устройства.
Во избежание нежелательных связей между входом и выходом исследуемых устройств, которые также могут привести к искажениям АЧХ, необходимо следить за тщательной экранировкой соединительного кабеля и тщательным заземлением его экрана непосредственно у входа измеряемого устройства кратчайшим путем.
При измерении АЧХ активных четырехполюсников возможны искажения, вызванные перегрузкой последних. Особенно это касается усилителей, из-за нелинейности амплитудных характеристик которых вершина АЧХ при больших выходных напряжениях становится более плоской.
Такие искажения можно обнаружить изменением выходного напряжения ИАЧХ по изменению формы кривой АЧХ при его уменьшении. На вход исследуемого устройства следует подавать только минимально необходимое напряжение, уменьшение которого не должно вызывать никаких изменений кривой АЧХ. Аналогичные искажения АЧХ, вызванные нелинейностью амплитудных характеристик усилителей, возникают при наличии в последних автоматических регуляторов усиления. Это в полной мере, относится, в частности, и к усилителям промежуточной частоты телевизоров. Настройку АЧХ таких усилителей следует проводить при отключенном автоматическом регулировании и подаче постоянного напряжения смещения. С другой стороны,
373
чрезмерное уменьшение напряжения, подаваемого на вход измеряемого четырехполюсника, может привести, к работе на нелинейном участке амплитудной характеристики детекторной головки, установленной на его выходе. Во избежание нелинейных искажений АЧХ из-за детекторной головки необходимо стремиться работать только на линейном участке ее амплитудной характеристики, что не всегда достижимо. Максимальный уровень выходного напряжения большинства современных ИАЧХ в диапазоне свыше сотен мегагерц не превышает 0,5 –1 В. Поэтому для работы на линейном участке, особенно при измерении пассивных четырехполюсников, необходимо перед головкой устанавливать широкополосные усилители. Однако при использовании таких усилителей неравномерность их АЧХ полностью накладывается на АЧХ измеряемого четырехполюсника, что также приводит к дополнительным погрешностям.
Имеются и косвенные, методы исключения погрешностей от нелинейных искажений детекторной головки. Одним из них является использование выходного аттенюатора ИАЧХ. При этом для измерения отношения амплитуд двух точек АЧХ напряжение, подаваемое на вход четырехполюсника, изменяется при помощи выходного аттенюатора ИАЧХ настолько, чтобы при неизменном усилении индикатора первая точка оказалась на уровне второй. Искомое отношение амплитуд будет равно разности показаний аттенюатора.
Установленные в ИАЧХ аттенюаторы могут быть также использованы для измерения усиления и ослабления исследуемых устройств. Для этого, как обычно, снимается АЧХ устройства с определенной детекторной головкой. Затем эту же детекторную головку присоединяют непосредственно ко входу исследуемого устройства, и при том же усилении индикатора ослабление аттенюаторов изменяется настолько, чтобы огибающая выходного напряжения ИАЧХ заняла на экране индикатора такое же положение, как точка АЧХ, усиление или ослабление в которой измеряется. Разность между положениями аттенюаторов и дает искомое усиление или ослабление. Если для снятия АЧХ использовалась высокоомная головка, то при измерении выходного напряжения ИАЧХ вход измеряемого объекта должен остаться присоединенным к ИАЧХ.
При измерениях следует всегда учесть, что нелинейность начального участка амплитудной характеристики детекторной головки значительно снижает чувствительность ИАЧХ, так, например, при входных напряжениях до 10 мВ ее коэффициент передачи не превышает 0,1.
374
Проще всего подавать напряжение с выхода измеряемого объекта на индикатор, когда на выходе измеряемого объекта имеется встроенный детектор. К таким объектам относятся усилители промежуточной частоты телевизоров и приемников. Тогда низкочастотный вход индикатора нужно непосредственно или через омическую развязку соединить со входом детектора. На этом пути не следует устанавливать разделительные конденсаторы, так как для неискаженного воспроизведения АЧХ весь тракт вертикального отклонения (начиная с диода детектора) не должен искажать видеоимпульсы с длительностью, равной рабочему ходу модулирующего напряжения, и фронтом, соответствующим длительности толщины луча на экране индикатора. При таком соединении возможно искажение АЧХ фоном, который возникает от падения накальных или других напряжений на участке между выходом детектора и точкой заземления экрана кабеля, соединяющего измеряемый объект со входом индикатора. Если частота модулирующего напряжения ИЛЧХ равна или кратна частоте напряжения сети, то фон неподвижен по отношению к кривой наблюдаемой АЧХ и может привести к ошибочным настройкам. Для обнаружения фона в этом случае необходимо изменением частоты ГКЧ переместить кривую АЧХ по экрану. Если при этом форма кривой не изменяется, то фон отсутствует. В случае, когда частота модулирующего напряжения не равна и не кратка частоте сети, фон отчетливо виден на экране.
При низкоомном выходе исследуемого устройства, как это имеет место в фильтрах, телевизионных антенных усилителях, коаксиальных линиях передачи и т.п., его следует соединять со входом индикатора через согласованную детекторную головку. Если выходное сопротивление устройства отличается от сопротивления нагрузки детекторной головки, то между ними необходимо установить соответствующие согласующие устройства.
В случае настройки многокаскадных обьектов, когда необходимо просмотреть АЧХ каждого каскада в отдельности, или при отсутствии в исследуемом устройстве встроенного детектора используют выносные высокоомные детекторные головки.
Однако на более высоких частотах влияние детекторных головок на АЧХ исследуемых устройств существенно. Поэтому при наличии достаточного напряжения их присоединение следует осуществлять через небольшие емкости или развязывающие каскады. В качестве последних могут быть использованы последующие каскады самих измерительных объектов, однако при этом необходимо следить, чтобы частотнозависимые элементы этих каскадов не искажали АЧХ исследуемых предыдущих
375
каскадов. Если нужно, например, определить только резонансную частоту контуров, то это можно сделать без непосредственного присоединения детекторной головки к измеряемому объекту, а на некотором расстоянии от него. При этом влияние головки на объект минимальное.
При работе с высокоомными детекторными головками необходимо тщательно заземлять корпус головки в непосредственной близости к точке, в которой производится измерение. Иначе могут возникнуть значительные искажения наблюдаемых АЧХ. Наличие таких искажений можно обнаружить по изменению формы АЧХ при касании рукой или изменении положения кабеля, соединяющего детекторную головку со входом индикатора.
В том случае, когда воспроизводятся АЧХ устройств, в которых преобразуется частота, следует учесть, что частотные метки, наблюдаемые на экране, образуются в момент совпадения частоты выходого напряжения ИАЧХ с калибровочными частотами, а наблюдаемая АЧХ соответствует преобразованной частоте. Поэтому абсолютное значение этих меток в случае выделения на выходе исследуемого устройства разностной частоты должно быть уменьшено на частоту гетеродина. Расстояние между частотными метками, если в объекте частота не делится и не умножается, остается тем же. В случае умножения или деления частоты в определенное количество раз следует значения частот, отмеченные метками, умножать или делить в такое же количество раз. Все сказанное в полной мере относится и к частотным меткам, образованным в ИАЧХ от внешнего генератора. Для получения на экране ИАЧХ частотных меток, соответствующих преобразованной частоте, необходимо на вход детектора подать напряжение от постороннего генератора в диапазоне преобразованной частоты. Тогда на экране будут наблюдаться метки, сформированные в том же детекторе.
Наличие в ИАЧХ возможности подачи внешней частотной метки позволяет использовать его для измерения частоты. Для этого на него подают напряжение измеряемой частоты и частоту метки, образованной этим напряжением, определяют путем сравнения с частотой собственных меток ИАЧХ. При совпадении метки измеряемой частоты с меткой ИАЧХ появляются низкочастотные колебания, распространяющиеся по горизонтали на весь экран индикатора (частота этих колебаний соответствует разности частот совмещаемых меток). Если калибровочные частоты блока меток ИАЧХ синхронизированы кварцевым резонатором, то погрешность такого измерения частоты имеет величину порядка 1 .10-4 . Если измеряемая частота не
376
совпадает с какой-либо калибровочной частотой, то ее значение может быть определено интерполированием участка частот между двумя ближайшими частотными меткам ИАЧХ.
377
8.5. Методы анализа спектра сигнала. Основные положения спектрального анализа.
В технике связи чрезвычайно широкое распространение получил частотный анализ сигналов. Теоретически анализируют спектр функции, отражающий реальный сигнал, известными математическими методами. На практике спектр исследуют путем воздействия сигнала на измерительный прибор — анализатор спектра. Этот метод анализа спектра называют аппаратурным. При теоретическом анализе допустимы математические абстракции. При аппаратурном анализе приходится иметь дело с реальным сигналом, существующим на конечном интервале времени. Известно, что всякая периодическая функция, отвечающая условиям Дирихле, может быть представлена рядом Фурье. Реальные сигналы этим условиям удовлетворяют, поэтому для них справедливо соотношение
∞ |
|
|
t |
|
|
|
u(t)=U0 + ∑Uk cos |
2πk |
|
−ϕk , |
(8.30) |
||
T |
||||||
k =1 |
|
|
|
|
где 2π/T=ω1— основная частота, Т- период. Таким образом, сложная периодическая функция характеризуется величинами Uk и φk. Совокупность Uk называют спектром амплитуд (или просто спектром), а φk - спектром фаз. В технике связи в большинстве случаев интересуются спектром амплитуд, квадрат абсолютных значений которых представляет собой энергетический спектр. Периодическая функция всегда имеет дискретный спектр, образованный равноотстоящими спектральными линиями. Соответствующие им частоты находятся в простых кратных соотношениях.
Большое практическое значение имеет разложение вида:
∞ |
|
u(t)= ∑Uk cos[(ω0 + kω1 )t −ϕk ], |
(8.31) |
k =1
где k принимает как положительные, так и отрицательные значения. Выражение (8.31) характеризует так называемые квазигармонические функции. Таковы спектры периодически модулированных колебаний. В этом случае ω0 является несущей частотой.
Непериодические функции имеют сплошной спектр. Сплошные спектры имеют некоторые виды радиосигналов, а также шумы. Определяется спектр непериодического сигнала с помощью, интеграла Фурье:
378
S(ω)= ∞∫u(t)exp(−i ω t)dt |
(8.32) |
−∞ |
|
Интегрирование в бесконечных пределах возможно при теоретическом анализе спектра. При аппаратурном анализе интегрирование может быть произведено в пределах конечного временного интервала t1<t<t2. Если за начало отсчета времени принять t = 0 (момент включения прибора), то измеряемая величина будет определяться интегралом
St (ω)= ∫t |
u(t)exp(−iωt)dt |
(8.33) |
0 |
|
|
Величина St(ω), являющаяся функцией не только частоты, но и времени, носит название текущего спектра. Именно с текущим спектром и приходится иметь дело при аппаратурном анализе. Текущий спектр тем ближе к истинному, чем больше время, в течение которого ведется частотный анализ, и лишь при t→ ∞ он вырождается в истинный спектр колебания.
Одновременный частотный анализ. Сущность одновременного частотного анализа состоит в применении набора резонаторов, настроенных на различные частоты и подвергающихся одновременно воздействию исследуемого сигнала. В качестве резонаторов используются узкополосные фильтры, на которые параллельно поступает исследуемый сигнал (рис. 8.35). Выходные напряжения фильтров после детектирования с помощью коммутатора поочередно подаются на вертикально отклоняющие пластины ЭЛТ. Горизонтальная развертка луча ЭЛТ и управление коммутатором осуществляется от общего генератора ступенчатого напряжения. Спектральные составляющие сигнала возбуждают колебания в узкополосных фильтрах. Если фильтры имеют идеальные частотные характеристики с полосой пропускания Δωф (рис. 8.36а), а спектр входного сигнала является линейчатым (рис. 8.36,б) с частотами ω1, ω2 и ω3, сигналы будут возбуждены в фильтрах 1, 2 и 3 На выходах остальных фильтров, настроенных на более высоте частоты, сигналы будут отсутствовать. На выходах детекторов 1,2 и 3 образуются постоянные напряжения, пропорциональные амплитудам гармоник ω1, ω2 и ω3. С помощью переключаемого электронного коммутатора напряжения с выходов детекторов поочередно поступают на вертикально отклоняющие пластины ЭЛТ. Ступенчатое напряжение, управляющее

379
переключателем коммутатора, используется также для отклонения луча ЭЛТ в горизонтальном направлении. При этом спектральные линии ω1, ω2 и ω3 займут соответствующее положение относительно горизонтальной оси, как показано на рис. 8.36.
u
Фильтр 1 Детектор1
Фильтр 2
Детектор 2
Фильтр n
Детектор n
Рис.8.35
Коммутатор
ω2
ЭЛТ
ω1 ω3
Генератор
ступенчатого
напряжения
u
t
Важнейшей |
характеристикой анализатора спектра является |
его |
разрешающая способность — способность выделить (разрешить) |
две |
соседние спектральные линии. Количественной мерой разрешающей способности является наименьший интервал частот между двумя спектральными линиями, при котором они еще различаются анализатором. Для рассмотренного случая применения фильтров с идеальной частотной характеристикой и минимальными зазорами рис. 8.36,а) мерой разрешающей способности является ширина полосы пропускания Δωф Если частотный интервал между гармониками будет меньше Δωф, они могут попасть в один фильтр и образовать на экране ЭЛТ одну спектральную линию. Реальные фильтры имеют частотные характеристики с плавным спадом при удалении от частоты резонанса (рис. 8.37,а). Если частотные характеристики фильтров перекрываются, один гармонический сигнал с частотой ω0 (рис. 8.37,6) вызовет отклик на выходах фильтров 1, 2 и 3 (рис. 8.37,в). Частоты колебаний будут соответствовать частотам настройки фильтров, а амплитуды - ординатам частотных характеристик на частоте ωо (рис. 8.37,а). Таким образом вместо одной линии анализатор зафиксирует целый спектр, частоты которого зависят не от частоты

380
исследуемого сигнала, а от настройки резонаторов. Доказано, что показание анализатора представляется совокупностью линий, вписанных в резонансную кривую, но с резонансом на частоте ωо. Из этого следует, что, если увеличить число резонаторов с равномерно расположенными резонансными частотами, определение» максимума станет возможным. Более того, амплитуду и частоту синусоидального сигнала можно определить с помощью анализатора точно. Если же анализируется более
|
|
|
|
|
|
|
|
K |
|
|
1 |
2 |
3 |
4 |
|
1 |
2 |
3 |
4 |
K |
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
Δωφ |
а) |
|
|
|
|
а) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ω |
|
|
|
|
ω |
S |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
б) |
|
|
|
ω |
б) |
|
|
|
|
|
ω1 |
ω2 |
ω3 |
|
|
|
|
ω |
|
|
|
|
|
2ω0 |
|
||||
|
|
Рис.8.36 |
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
в) |
1 |
|
3 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ω0 |
ω |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
Рис. 8.37 |
|
сложный сигнал, то возникает неустранимая погрешность, обусловленная тем, что на резонатор действуют все составляющие спектра одновременно и невозможно разделить их влияние, а следовательно, и измерить амплитуду и частоту каждой составляющей.
Последовательный частотный анализ.
Метод последовательного частотного анализа реализуется за счет плавной перестройки резонансной частоты узкополосного фильтра. При этом резонансная частота последовательно совпадает с частотами гармонических составляющих анализируемого сигнала, которые поочередно возбуждают сигналы на выходе фильтра. В устройствах последовательного частотного анализа достаточно иметь один перестраиваемый фильтр и один детектор, что существенно упрощает прибор. Однако сам принцип последовательного во времени анализа говорит о применимости его лишь в случае анализа периодических сигналов. Для анализа одиночных импульсов данный способ непригоден.
381
Перестройка фильтра в широком диапазоне частот при сохранении высокой избирательности является сложной задачей. Поэтому способ последовательного анализа видоизменяют так, чтобы не перестраивать резонансную частоту контура, а перемещать по шкале частот весь спектр исследуемого сигнала. И в том, и в другом случае отдельные спектральные линии последовательно совпадают с частотой настройки фильтра вследствие относительного перемещения их на шкале частот. При этом во втором случае возможно построить фильтр с хорошей избирательностью за счет усложнения схемы, поскольку нет необходимости в его перестройке.
Для получения смещающегося по шкале частот спектра необходимо соответствующим образом преобразовать исходный спектр, для чего достаточно умножить исследуемый сигнал на синусоидальное напряжение переменной частоты. Если анализируемый сигнал выражается функцией u1 = ∑U k cos(kω +ϕk ), а вспомогательный u2 =Um sinΩt, то
произведение будет равно:
u1u2 =U m sinΩt ∑U k {cos[(Ω − kω1 )t −ϕk ]+ cos[(Ω + kω1 )t +ϕk ]}.
Последнее выражение представляет собой модуляционный спектр, воспроизводящий анализируемый сигнал в виде двух боковых полос, расположенных симметрично по отношению к несущей частоте Ω. Если частота Ω может изменяться, то весь модуляционный спектр будет перемещаться по оси частот. Если правильно выбрать пределы изменения частоты Ω, на вход полосового фильтра последовательно поступят спектральные составляющие одной из боковых полос преобразованного спектра.
Структурная схема анализатора спектра последовательного типа представлена на рис. 8.38. Сигнал с входного устройства поступает на смеситель одновременно с ним. На смеситель поступает сигнал с генератора качающейся частоты, частота которого изменяется во времени по линейному закону. Преобразованный сигнал подается на вход узкополосного фильтра. Когда соответствующая гармоника попадает в полосу пропускания фильтра, в нем

|
|
|
|
|
382 |
|
|
|
Калибратор |
|
|
|
|
Генератор |
Модулятор |
|
|
|
|
ωk |
ωм |
|
Анализатор |
|
|
|
|
|
|
u |
Входное |
Смеситель |
Узкополосны |
Детектор |
Усилитель |
|
|||||
|
устройство |
|
й фильтр |
|
|
|
|
Генератор |
|
|
ЭЛТ |
|
|
качающейся |
|
|
|
|
|
частоты |
|
|
|
|
|
Генератор |
|
|
|
|
|
пилообразного |
|
|
|
|
|
напряжения |
|
|
|
|
|
|
Рис.8.38 |
|
|
возникают колебания. После детектирования и усиления сигнал поступает на вертикально отклоняющие пластины ЭЛТ. Чем больше амплитуда гармоники, тем больше отклонение луча в вертикальном направлении. Управление частотой генератора качающейся частоты в отклонение луча ЭЛТ в горизонтальном направлении осуществляется пилообразным напряжением, поступающим от одного генератора. Таким образом горизонтальная ось на экране ЭЛТ является одновременно и осью времени, и осью частот. Генератор качающейся частоты вырабатывает синусоидальный сигнал, частота которого периодически меняется во времени по линейному закону. Среднее значение частоты можно перестраивать, что позволяет наблюдать спектры сигналов разных частот, а также изменять девиацию частоты. На рис. 8.39 показан один период изменения частоты Т. График I соответствует изменению частоты от ωмин до ωмакс При этом осуществляется анализ спектра на участке АБ. График II соответствует меньшей девиации частоты. При этом анализируется лишь участок А'Б' спектра. Поскольку значение развертывающего напряжения остается неизменным, изображение исследуемого участка спектра растягивается на всю ширину экрана.
Для определения частоты, соответствующей заданной точке на горизонтальной оси ЭЛТ, в анализаторе предусмотрен калибратор. Обычно калибратор состоит из генератора и модулятора, работающих соответственноначастотахωk иωм.

383
ω
А
ωмакс |
|
I |
А1 |
|
II
Б1
ωмин
Б
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ω |
|
T |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
II |
|
|
||||||||||
I |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис.8.40
Напряжение синусоидальной формы с частотой ωм (рис.8.40,а) модулирует колебания генератора по частоте, поэтому на смеситель поступает частотномодулированное колебание. Так как модулирующее напряжение синусоидально, спектр сигнала калибратора имеет дискретный вид (рис. 8.40,6). Спектральные линии отстоят друг от друга на ωм. Если изменять частоту модулирующего колебания, то можно изменять расстояние между спектральными линиями, при перестройке ωk весь спектр калибровочного сигнала будет перемещаться вдоль оси. Если генератор ωk и модулятор ωм снабдить шкалой для отсчета частоты, появится возможность измерять частоты спектральных составляющих исследуемого сигнала. Для этого спектр калибровочного сигнала накладывается на спектр анализируемого (рис. 8.40,6) и регулировками со ωk и ωм добиваются его необходимогоположения относительно горизонтальной оси.

384
а) ωм
ω
ωk
б)
ω
Рис.8.40
Основные технические и метрологические характеристики. К числу основных технических характеристик анализаторов спектра последовательного действия относят: диапазон частот, полосу обзора, чувствительность, разрешающую способность, скорость анализа. К метрологическим характеристикам относят: основную погрешность измерения частоты входного синусоидального сигнала, погрешность измерения отношения уровней синусоидальных сигналов, неравномерность АЧХ. Первые два параметра нормируются ГОСТ. Значение неравномерности АЧХ указываются в нормативно-технической документации на конкретный тип анализатора спектра. Неравномерность АЧХ не нормируют в том случае, если она не учитывается в качестве составляющей погрешности измерения уровней. АЧХ является динамической характеристикой анализатора спектра.
В нормативно-технической документации устанавливаются параметры входа: волновое сопротивление, коэффициент стоячей волны по напряжению илиактивное входное сопротивление ишунтирующая емкость.
Диапазон частот определяет граничные частоты диапазона, в пределах которого работает данный прибор. Например, анализатор спектра С4-46 работает в диапазоне частот 0,1 ...270 МГц. Иногда рабочий диапазон разбивается на поддиапазоны.
Полоса обзора определяет полосу анализируемых частот за один цикл перестройки генератора качающейся частоты. В зависимости от типа применяемого прибора и его диапазона частот полоса обзора может изменяться от сотен герц до десятков мегагерц. Перестройка полосы обзора осуществляется изменением девиации частот гетеродина.

S |
|
385 |
|
|
|
а) |
|
uk |
ω |
|
|
K |
в) |
t |
|
||
|
|
б)
ω
Рис.4.41
Чувствительность определяется минимальной ЭДС, при которой обеспечиваются нормальные условия работы анализатора спектра, т. е. необходимое выходное напряжение для получения удобного размера изображения спектра на экране ЭЛТ, превышения сигналом уровня собственных шумов и т. п.
Разрешающая способность характеризует способность анализатора разделить две соседние частотные составляющие спектра. Так как в основе принципа построения анализаторов спектра лежит явление резонанса, то их разрешающая способность в первую очередь определяется свойствами резонансной системы. При последовательном анализе на резонансную систему воздействует сигнал с плавно изменяющейся частотой. Если частота меняется медленно, переходные процессы в колебательной системе не проявляются и анализатор измеряет частотную характеристику цепи. Огибающая колебаний, возникающих на выходе контура, повторяет форму частотной характеристики резонансной цепи. На рис. 8.41,а, б, в показаны: направление изменения частоты, частотная характеристика колебательного контура и напряжение на его выходе. Именно такой сигнал после детектирования и усиления образует на экране ЭЛТ одну спектральную

386
S
1 2 |
uk |
а)
ω |
в) |
t |
K
б)
ω ω1
Рис.8.42
линию. На рис. 8.42 показано воздействие двух плавно перестраиваемых гармонических составляющих на колебательный контур. В этом случае в резонансном контуре возникнут биения с разностной частотой. Огибающая колебаний (рис. 8.42,в) имеет два максимума, характеризующие спектральные линии.
Если спектр состоит из многих линий, то он будет отображен анализатором в виде плавной кривой с рядом максимумов. Ясно, что для увеличения разрешающей способности необходимо сузить резонансную кривую. Обычно принято считать спектральные составляющие разрешенными, если глубина минимума между двумя максимумами достигает половины их высоты. Разрешающая способность, определяемая при медленной перестройке частоты (так что не проявляются переходные процессы), является статической. На практике для получения немелькающего изображения на экране ЭЛТ процесс анализа должен происходить гораздо быстрее, что вызывает появление переходных процессов. В этом случае наиболее интенсивные колебания в контуре возникают не в тот момент, когда возбуждающая частота совпадает с резонансной, а несколько позже, так как резонатор не успевает возбудиться. На рис. 8.43 кривая а изображает статическую характеристику колебательного контура, а кривая б—динамическую. 'Как видно из рисунка, при быстром изменении частоты смещается положение максимума, высота максимума убывает, полоса пропускания возрастает, кривая становится асимметричной. На правом скате кривой появляется волнистость из-за биений между собственными и возбуждающими колебаниями. Следует отметить, что чем выше добротность колебательной системы, тем дольше протекают переходные процессы и тем сильнее динамическая характеристика отличается от статической.

387
K
а
б
ω
Рис.8.43
Скорость анализа определяется скоростью изменения частоты генератора качающейся частоты. Увеличение скорости анализа приводит к увеличению интенсивности переходных процессов и расширению динамической частотной характеристики резонансной системы, а следовательно, и к снижению разрешающей способности. Вопросы оптимального выбора полосы пропускания резонансной системы, скорости анализа для получения максимальной разрешающей способности решаются в на основе компромисса.
Цифровой метод спектрального анализа.
Цифровой спектральный анализ осуществляется путем операций над числами, представляющими в дискретной форме анализируемый сигнал. Спектральные характеристики анализируемого сигнала можно определить с помощью универсальных ЭВМ, запрограммированных вычислительных устройств - цифровых анализаторов спектра. Согласно теореме Котельникова сигнал, спектр которого ограничен сверху частотой fв, полностью описывается отсчетами, взятыми через интервалы времени t=1/2fв. Дискретизация сигнала в полосе обзора осуществляется отсчетами мгновенных значений напряжения сигнала в моменты времени t=i t, где i— целое число, последовательно принимающее значение 0, 1, 2, ... В результате анализируемый участок (реализация) сигнала описывается дискретным процессом и(i t). Спектр непрерывной реализации при цифровом методе получают путем обработки М отсчетов сигнала, которые называют объемом выборки. Ограничение числа отсчетов осуществляется путем умножения непрерывного сигнала на выделяющую функцию

|
|
388 |
h(t)= |
1 при 0 ≤ t ≤ T |
(8.34) |
0 при других значениях t, |
|
|
где Т — длительность анализируемой реализации, определяемая выражением |
||
T=M t. |
(8.35) |
Таким образом, при цифровой обработке осуществляется спектральное разложение не самого сигнала, а последовательности значений u(i t) для i, изменяющегося от 0 до М - 1.
Для вычисления значений спектральных составляющих по совокупности дискретных отсчетов сигнала используют алгоритм дискретного преобразования Фурье (ДПФ):
M −1 |
|
2πik |
|
M −1 |
|
2πik |
|
|
|
аk = ∑u(i |
t)cos |
, |
bk = ∑u(i |
t)sin |
, |
(8.36) |
|||
M |
M |
||||||||
i=0 |
|
|
i=0 |
|
|
|
где ak и bk вещественная и мнимые части комплексного коэффициента спектра Фурье. После определения ak и bk вычисляются коэффициенты спектра амплитуд
c |
k |
= |
a2 |
+b2 . |
(8.37) |
|
|
k |
k |
|
Цифровой метод анализа позволяет получить и фазовый спектр анализируемой реализации:
|
|
bk |
|
|
|
ϕk |
|
|
(8.38) |
||
|
|||||
= − arctg |
|
. |
|||
|
ak |
|
Отметим, что спектр реализации конечной длительности непрерывен. Алгоритм ДПФ позволяет получить лишь конечное число спектральных составляющих с частотным интервалом между ними F=1/Т. На рис. 8.44,а, б, в, г в наглядной форме иллюстрируются особенности обычного и цифрового анализа спектра. На рис. 8.44,а и б представлены: непрерывная реализация сигнала и ее сплошной спектр. На рис. 8.44,в и г — дискретизированная реализация сигнала и дискретное преобразование Фурье отсчетов сигнала.
Использование ДПФ эквивалентно применению анализатора спектра одновременного типа с М/2 числом узкополосных фильтров. Структурная схема цифрового анализатора спектра представлена на рис. 8.45.

389
u |
u |
|
t |
|
t |
а) |
T |
t |
M t |
|
в) |
||
c |
|
ck |
|
|
f |
|
f |
б) |
fВ |
f |
(M/2-1) f |
|
г)
Рис.8.44
Анализируемый сигнал, преобразованный аналого-цифровым преобразователем (АЦП) в цифровом виде поступает на буферный накопитель. В нем накапливается М отсчетов сигнала, соответствующих реализации длительностью Т. С буферного накопителя информация подается на вычислители ak и bk и с них на вычислитель ck, После усреднения полученные данные передаются в устройство памяти результатов, которое обеспечивает хранение результатов вычислений и передачу их на индикатор.
Объем вычислений, а следовательно, и время, затрачиваемое на вычисления, определяется числом М обрабатываемых отсчетов. Если время, необходимое для вычисления, меньше длительности выборки Т, возможен спектральный анализ в реальном масштабе времени, т. е. такая обработка сигналов, при которой не происходит потерь отсчетов анализируемого сигнала и в то же время нет возрастающего от реализации к реализации их накопления. Для убыстрения цифрового анализа разработаны алгоритмы, позволяющие значительно уменьшить объем вычислений. Такие алгоритмы получили название быстрого преобразования Фурье (БПФ). При построении анализатора обычного типа необходимо выполнить М2 операций умножения и столько же

390
операций сложения. Таким образом, при увеличении числа отсчетов объем вычислений растет по квадратичному закону. Сущность БПФ заключается в том, что последовательность из М отсчетов разбивается на п более коротких подпоследовательностей. Для определения коэффициентов ak и bk одной
|
|
Вычислитель аk |
АЦП |
Буферный |
Вычислитель ck |
u |
накопитель |
Вычислитель bk |
|
Устройство |
|
Устройство памяти |
ck2 |
|
усреднения |
|
результатов |
К индикатору |
|
|
c |
k2 |
|
|
|
|
Рис.8.45
короткой последовательности требуется М2/п2 операций умножения и сложения. Поскольку подпоследовательностей всего п, то для описания всей реализации необходимо М2/п операций. Использование БПФ делает цифровые анализаторы спектра весьма перспективными.
391
8.6. Измерение нелинейных искажений в электрических цепях.
Электрические цепи делятся на линейные, нелинейные и параметрические. Последние два типа цепей отличаются от линейных тем свойством, что могут создавать новые гармонические составляющие в спектре отклика по сравнению со спектром входного сигнала. В том случае, когда это явление не используется в устройстве, содержащем данную цепь, оно весьма нежелательно, так как часто создает вредные побочные эффекты. Вызванные им изменения сигнала называются нелинейными искажениями.
Источником нелинейных искажений являются элементы цепей, у которых ток не пропорционален приложенному напряжению. Это, как правило, диоды, транзисторы и микросхемы.
В технике связи нелинейные искажения особенно нежелательны в трактах систем многоканальной связи с частотным разделением каналов и в трактах электроакустических устройств. В первом случае нелинейные искажения приводят к переходным помехам между каналами, а во втором к неприятному слуховому ощущению. В обоих случаях нелинейные искажения возникают главным образом в электронных усилителях, которые и являются основным объектом при их измерении.
Нелинейные искажения зависят от многих параметров сигнала и цепи, а их проявление может быть весьма многообразно. 1 нелинейные искажения зависят от амплитуды и формы сигнала. Наиболее существенна зависимость от амплитуды, с увеличением которой нелинейные искажения растут. Влияние формы на степень нелинейных искажений подтверждается тем фактом, что сигнал в виде прямоугольных импульсов с двумя горизонтальными участками вообще не может быть искажен безынерционной цепью при любой степени ее нелинейности.
Некоторое влияние на величину нелинейных искажений может оказать частота сигнала. Обычно нелинейные искажения в усилителях увеличиваются с ростом частоты. Это связано с увеличением токов через паразитные емкости схемы.
Нелинейные искажения в усилителях могут по-разному проявляться в зависимости от характера нагрузки. В резонансном усилителе форма выходного напряжения остается практически синусоидальной при любых нелинейных искажениях, которые проявляется только в нелинейном характере зависимости между амплитудами входного и выходного сигналов (амплитудная характеристика).
392
Таким образом, нелинейные искажения представляют довольно сложное явление. Вместе с тем существует практическая необходимость сравнивать различные электрические цепи по размеру присущих им нелинейных искажений так, чтобы можно было просто и однозначно решить, какая из цепей в этом отношении лучше или хуже другой. Это можно сделать только тогда, когда степень нелинейных искажений оценивается одним единственным числом. Такое число вызывается коэффициентом нелинейных искажений. Оно очень упрощенно отражает сложное явление и поэтому не может в разных устройствах одинаково хорошо отражать реальное влияние нелинейных искажений на рабочие параметры.
В результате появились различные способы определения коэффициента нелинейных искажений и соответственно различные методы его измерения. Прежде всего это касается выбора измерительного сигнала. В качестве последнего могут применяться: гармонический сигнал, сумма двух или большего числа гармонических сигналов, шумовой сигнал. Виду сигнала соответствуют методы измерения нелинейных искажений: одночастотный, двухчастотный, многочастотный и метод шумовой загрузки, называемый также статистическим. Кроме того, методы могут различаться способом обработки выходного сигнала. По этому признаку методы делятся на графоаналитические, фильтровые и компенсационные. В настоящее время наиболее распространены фильтровые методы: одночастотный, двухчастотный и трехчастотный.
Для более подробного рассмотрения отдельных методов потребуются некоторые количественные соотношения между входным и выходным сигналами в цепи с нелинейными искажениями. При этом будем рассматривать только безынерционные цепи без реактивных элементов и периодические измерительные сигналы.
Зависимость между мгновенными значениями входного и выходного напряжений удобно выразить в виде степенного полинома:
u |
ВЫХ |
= а |
+ а U |
+ а U 2 |
+ а U 3 |
+ ... |
( 8.39) |
|
0 |
1 ВХ |
2 ВХ |
3 ВХ |
|
|
Входное напряжение в общем случае можно представить суммы гармонических колебаний кратных частот:
uВХ = ∑Umk cosωk t,
k=1
где Uтk и ωk- амплитуда и частота k-й гармоники входного напряжения. Тогда
393
n |
n |
|
uВЫХ = а0 + а1 ∑Umk cosωk t + а2 (∑Umk cosωk t)2 + а3 (∑Umk cosωk t)3 +..... |
||
k =1 |
k =n |
k =1 |
(8.40)
В результате возведения в степень суммы косинусов получим косинусы в степени выше первой и произведения косинусов различных степеней и разных частот. Применяя далее к этим выражениям тригонометрические формулы для степеней и произведений косинусов, можно представить ряд (8.40) в виде суммы постоянной составляющей и гармонических слагаемых с частотами составляющих входного сигнала, с частотами, кратными частотам составляющих входного сигнала, и с комбинационными частотами типа:
ω=pω1 ±qω2 ±rω3±…….(8.41)
Наличие последних отличает спектр выходного (искаженного) сигнала при двух- и многочастотных методах от аналогичного спектра при одночастотном методе. Число комбинационных частот быстро растет с увеличением числа гармонических составляющих во входном сигнале и с увеличением степени полинома (8.40). Для трех гармонических составляющих во входном сигнале и полинома 3-й степени в выходном напряжении получаются гармонические составляющие с частотами и амплитудами, приведенными в табл. 8.1. Если надо получить спектр выходного сигнала для одной или двух частот на входе цепи в формулах табл. 8.1, то нужно положить соответственно: Um2 = 0, Umз = 0 или Um3
= 0.
Из табл. 8.1 можно сделать следующие выводы:
-постоянная составляющая и амплитуды четных гармоник выходного сигнала определяются только членами четных степеней полинома (8.40);
-амплитуды нечетных гармоник выходного сигнала определяются только членами нечетных степеней полинома (8.40) ;
-члены четных степеней полинома порождают комбинационные частоты, для которых сумма -коэффициентов в выражении (8.41) четна, а члены нечетных степеней порождают комбинационные частоты, для которых та же сумма нечетна;
-номер высшей гармоники в выходном сигнале и наибольшее значение суммы коэффициентов в выражении (8.41) для комбинационных частот равны степени полинома (8.40).
Таблица 8.1.

394
ЧЛЕНЫ |
ЧАСТОТЫ |
АМПЛИТУДЫ КОЛЕБАНИЙ |
ПОЛИНОМА |
КОЛЕБАНИЙ |
|
α0 |
0 |
α0 |
α1uвх |
ω1 |
α1Um1 |
|
ω2 |
α2Um2 |
|
ω3 |
α3Um3 |
α2uвх2 |
0 |
α2(Um12+ Um22+ Um32)/2 |
|
2ω1 |
α2/2 Um12 |
|
2ω2 |
α2 Um22/2 |
|
2ω3 |
α2 Um32/2 |
|
ω1± ω2 |
α2Um1 Um2 |
|
ω1± ω3 |
α2Um1 Um3 |
|
ω2± ω3 |
α2Um2 Um3 |
|
|
|
α3uвх3 |
ω1 |
3α3Um1(Um12+2 Um22+2 Um32)/4 |
|
ω2 |
3α3Um2(2Um12+ Um22+2 Um32)/4 |
|
ω3 |
3α3Um3(2Um12+ 2Um22+Um32)/4 |
|
2ω1± ω2 |
3α3 Um12 Um2/4 |
|
2ω1± ω3 |
3α3 Um12 Um3/4 |
|
2ω2± ω3 |
3α3 Um22 Um3/4 |
|
ω1±2ω2 |
3α3 Um1 Um22/4 |
|
ω1± 2ω3 |
3α3 Um1 Um32/4 |
|
ω2±2 ω3 |
3α3 Um2 Um32/4 |
|
ω1± ω2± ω3 |
3α3 Um1 Um2 Um3 /4 |
|
3ω1 |
α3Um13/4 |
|
3ω2 |
α3Um23/4 |
|
3ω3 |
α3Um33/4 |
Продукты нелинейных искажений в многочастотных методах измерений характеризуются порядком. Последний определяется суммой абсолютных значений коэффициентов в выражении (8.41).
Из табл. 8.1 видно, что порядок продуктов нелинейности определяется членом полинома (8.40). Поэтому продукты второго порядка называются квадратическими, а третьего порядка -кубическими. Соответственно квадратическими и кубическими называются и сами искажения.
Кроме того, продукты нелинейных искажений различаются родом. К продуктам первого рода относятся те, для которых алгебраическая сумма коэффициентов в правой части (8.39) равна единице. Все остальные продукты нелинейных искажений относятся ко второму роду. Особенностью продуктов первого рода является то, что, возникая в различных местах протяженного электрического тракта, они складываются синфазно, т. е. арифметически, при условии линейности фазочастотной характеристики тракта. Во всех остальных случаях продукты нелинейных искажений одинаковых частот, возникая в разных точках одного тракта, складываются векторно, т. е. с разными фазовыми

395
углами. Поскольку арифметическое сложение при прочих равных условиях дает наибольшую сумму, оно является самым неблагоприятным для систем связи.
Квадратические продукты, очевидно, не могут быть первого рода, как и вообще продукты четных порядков. По изложенным соображениям кубические искажения наиболее опасны в многоканальных системах связи и возможность их раздельной оценки представляет существенное достоинство метода измерений.
Рассмотрим более детально отдельные методы измерений.
Одночастотный метод измерений. Продуктами нелинейных искажений в этом методе будут только высшие гармоники. Их амплитуды обычно быстро убывают с ростом номера. В силу этого, при оценке нелинейных искажений практически можно пренебречь всеми гармониками выше третьей. Соответствующий коэффициент нелинейных искажений называется коэффициентом гармоник и определяется одной из двух формул:
K Г = |
U 22 |
+U 32 +... |
K ′Г = |
U 22 +U32 +... |
(8.42) |
||
|
|
; |
|
, |
|||
|
|
|
|||||
|
|
U1 |
|
U12 +U 22 +U32 +.... |
|
где U1, U 2, U3 — среднеквадратическое значение отдельных гармоник выходного сигнала. Обычно непосредственно измеряется коэффициент K'Г, так как при этом не требуется выделять фильтром первую гармонику выходного напряжения. Коэффициент KГ может быть вычислен по формуле:
K Г = |
|
K′Г |
. |
(8.43) |
|
+ K′2 |
|||
1 |
|
|
Для K'Г < 0,2, КГ ≈ К'Г с погрешностью менее 2%.
В проводной связи применяется также затухание нелинейности:
αH = 201g 1/KГ [дБ].
Используя данные табл. 8.1, можно выразить коэффициент гармоник через коэффициенты полинома (8.39) (3-й степени) и амплитуду входного напряжения:
K Г = |
U m1 α22 +α32U m12 / 4 |
. |
(8.44) |
|
|||
|
2α1 |
|

396
Для измерения коэффициента гармоник можно воспользоваться частотноизбирательным вольтметром, который для этого подключают к выходу исследуемого объекта и последовательно настраивают на первую, вторую и третью гармоники (а при необходимости и на более высокие гармоники). Значение коэффициента гармоник находят расчетным путем.
Более удобно проводить измерения с помощью специальных измерителей нелинейных искажений. Простейшая схема такого прибора изображена на рис. 8.47. Она содержит входное устройство, перестраиваемый режекторный фильтр квадратичный вольтметр с плавным аттенюатором. Режекторный фильтр в идеальном случае должен иметь бесконечное затухание на частоте первой гармоники измерительного сигнала и нулевое затухание на частотах высших гармоник. Обычно этот фильтр реализуется с помощью мостовой схемы из резисторов и конденсаторов, имеющей частотно-зависимое условие равновесия, в чаcтности с помощью двойного Т-образного моста. Для получения малого затухания на частотах высших гармоник используют активный фильтр, т. е. содержащий электронный усилитель и цепи обратной связи.
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Квадратичный |
|
Входное |
|
|
|
|
Режекторны |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
устройство |
|
|
|
|
й |
|
|
|
|
|
|
вольтметр |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
фильтр |
|
1 |
|
|
|
|
и аттенюатор |
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
Рис.8.4
6
Квадратичный вольтметр сначала с помощью переключателя соединяют с выходом входного устройства, после чего регулировкой аттенюатора устанавливают отклонение стрелки вольтметра на всю шкалу, соответствующую 100% К'Г. После этого вход вольтметра соединяют с выходом режекторного фильтра. При этом показание вольтметра соответствует значению измеряемого К'Г.
Измерители нелинейных искажений обычно снабжаются генератором измерительного сигнала на одну фиксированную частоту 1 кГц. Для измерений в диапазоне частот предполагается использовать внешний генератор.Погрешность измерения коэффициента гармоник таким прибором имеет несколько источников:
397
-наличие высших гармоник в выходном напряжении генератора; -конечное затухание режекторного фильтра на основной частоте
измерительного сигнала; -различное затухание режекторного фильтра на частотах высших
гармоник; -погрешность измерения среднего квадратического значения напряжения
вольтметром.
Относительная погрешность от первых двух источников возрастает с уменьшением измеряемого значения К'Г. Эти источники погрешности ограничивают возможность измерения малых нелинейных искажений и средства уменьшения таких погрешностей имеют большое практическое значение.
Высшие гармоники генератора могут быть ослаблены фильтром нижних частот, включенным на выходе генератора. Достаточное затухание режекторного фильтра на частоте первой гармоники обеспечивается одним из двух способов. Первый состоит в стабилизации частоты генератора и частоты равновесия моста, а второй- в автоматической подстройке частоты максимального затухания режекторного фильтра к частоте первой гармоники генератора. Второй способ уменьшает не только погрешность, но и время измерения, устраняя трудоемкую ручную регулировку. Этот способ применен в отечественном приборе С6-7.
Двухчастотный метод. При этом методе измерительный сигнал представляет сумму двух гармонических сигналов, частоты которых не кратны между собой. В этом случае продуктами нелинейных искажений будут высшие гармоники исходных частот и сигналы с комбинационными частотами.
Общий принцип определения коэффициента нелинейных искажений остается прежним: используется отношение среднеквадратического значения суммы продуктов нелинейных искажений в выходном сигнале к аналогичному значению его неискаженной части. Однако для удобства практической реализации метода часто вместо всех продуктов нелинейных искажений измеряются только сигналы комбинационных частот (и даже только часть из них), а вместо неискаженной части выходного сигнала - весь выходной сигнал.
Существует два варианта двухчастотного метода. B первом из них составляющие измерительного сигнала выбирают с равными амплитудами и близкими
398
частотами. Для оценки нелинейных искажений используют составляющую спектра с разностной частотой, так что измеряются только квадратические искажения.
Во втором варианте частота f1 выбирается в нижней половине полосы пропускания исследуемого объекта, а частота f2—в верхней половине, причем f2 должна быть в несколько раз больше f1. Амплитуда сигнала с частотой f2 берется в 4 ... 5 раз меньшей амплитуды сигнала с частотой f1. .Под влиянием нелинейности испытуемого объекта происходит амплитудная модуляция сигнала большей частоты сигналом с частотой f1. За коэффициент нелинейных искажений принимается коэффициент возникающей амплитудной модуляции. При этом методе результат определяется как квадратическими, так и кубическими искажениями, но раздельная их оценка не производится.
Можно показать, что метод взаимной модуляции по сравнению с одночастотным методом дает выигрыш в чувствительности более чем в три раза. Метод мало чувствителен к шумам, поскольку модулированный сигнал выделяется фильтром с относительно узкой полосой пропускания.
Недостатком метода является невозможность применять его к трактам с относительно узкой полосой пропускания.
При реализации первого варианта метода применяют избирательный вольтметр и два генератора (рис. 8.47). При реализации второго варианта используется схема да рис. Рис.8.48, правая часть которой представляет измеритель амплитудной модуляции методом двойного детектирования.

399
Генерато
р
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Исследуемы |
|
|
Избирательны |
|
|
Cумматор |
|
||||||
|
|
|
й |
|
|
й вольтметр |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Генерато
р
Рис.8.47
Генерато |
|
|
|
р |
|
|
|
|
|
Исследуемы |
Измеритель |
|
Cумматор |
амплитудной |
|
|
й |
||
|
|
модуляции |
|
Генерато |
|
|
|
Рис.8.48 |
|
||
р |
|
Погрешность измерения первым вариантом метода определяется погрешностью вольтметра с учетом его избирательности. Требования к последней зависит от выбора исходных частот и от размера измеряемых нелинейных искажений: чем ближе исходные частоты к разностной частоте и чем меньше измеряемые искажения, тем выше требования к частотной избирательности вольтметра.
Для метода взаимной модуляции можно указать два источника погрешности:
-паразитная амплитудная модуляция генератора с частотой f2; -погрешность схемы измерения коэффициента модуляции.
Только первый источник ограничивает возможность измерения малых нелинейных искажений. Влияние этого источника можно ослабить, включив узкополосный фильтр на выходе генератора с частотой f2.
Трехчастотный метод. Этот метод применяется для оценки кубических искажений по продуктам нелинейности первого рода. Измерительный сигнал представляет сумму трех гармонических сигналов с равными амплитудами и близкими частотами: f1., f2 и f3. Продукты нелинейности первого рода содержат три составляющие т частотами, близкими к исходным: f1 + f2 – f3, и f1 - f2+ f3— -f1 +f2+ f3. Для того чтобы ни одна из частот этих составляющих не совпадала с какой-либо из исходных частот, необходимо выполнить условие:

400
f2 - f1≠ f3– f2 (f1<f2 <f3). В этом случае любая из трех составляющих, возникших в результате нелинейных искажений, может быть измерена избирательным вольтметром.
Обозначая среднеквадратическое значение одной составляющей с комбинационной частотой через UK, а всего выходного напряжения через U∑ , получаем для коэффициента кубических нелинейных искажений:
KН3 = 4UК/ U∑. |
(8.45) |
Коэффициент 4 учитывает значение 16 составляющих с комбинационными частотами и равными амплитудами.
Схема для измерения трехчастотным методом показана на рис. 8.49. Квадратические искажения трехчастотным методом измерять, не имеет смысла, поскольку ни одна из требуемых составляющих с комбинационной частотой не зависит от всех трех слагаемых измерительного сигнала.
Генератор f1
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Генератор |
|
|
|
|
|
|
|
|
Исследуемый |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Избирательны |
|||
|
|
|
|
|
Сумматор |
|
|
||||||||
|
f2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
объект |
|
|
|
й |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Генератор |
|
|
|
|
Рис.8.49 |
|
|
|
|
|||||
|
f3 |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Погрешность трехчастотного метода определяется погрешностью вольтметра и конечным значением его частотной избирательности. Требования к последней здесь особенно высокие, поскольку используемые для измерений продукты нелинейности имеют частоты, близкие к частотам исходных составляющих измерительного сигнала.
Пример. Определить погрешность измерения коэффициента Кнз, если на пряжения UK и U∑ измерены с погрешностями UK и U∑..
Так как измерения косвенные, то погрешность измерения KН3 = 4UК/ U∑ определится следующим общим выражением:

401
K |
НЗ |
= |
∂КНЗ |
U |
K |
+ |
|
∂K НЗ |
|
|
U |
∑ |
. |
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||
|
|
∂U K |
|
|
|
|
|
∂U ∑ |
|
|
|
|
|
||||||||||
Для производных получаем: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
∂K НЗ = |
4 |
; |
|
|
∂K |
= − |
4U K |
. |
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
∂K∑ |
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||
∂U K |
|
U ∑ |
|
|
|
|
|
|
U ∑2 |
|
|
|
|
|
|
||||||||
Следовательно: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
4 |
|
|
|
|
|
4U |
K |
|
|
|
|
|
|
|||||||
K |
НЗ |
= |
|
|
|
U |
K |
− |
|
|
|
|
U |
∑ |
. |
||||||||
|
2 |
|
|
||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
U ∑ |
|
|
|
|
|
U ∑ |
|
|
|
|
|
Полученное выражение определяет максимальное значение неисключенной систематическойпогрешности.
Метод шумовой загрузки. В этом методе в качестве измерительного сигнала применяется белый шум. Такой сигнал можно рассматривать как предельный случай многочастотного сигнала, и в этом отношении он в наибольшей степени приближается к реальным сигналам, передаваемым в системах связи.
Продуктом нелинейного преобразования шумового сигнала является тоже шум, который для измерения необходимо отделить от неискаженной части выходного сигнала. Для этого в спектре входного шумового сигнала с помощью полосового заграждающего фильтра вырезается относительно узкое «окно», т. е. участок частот, свободный от сигнала. Такой шумовой сигнал подается в качестве измерительного на вход испытуемого объекта.
Вспектре выходного сигнала «окно» оказывается заполненным шумом
втем большей степени, чем больше нелинейные искажения. Напряжение UШ′ ВЫХ
этого шума выделяется соответствующим полосовым фильтром и измеряется квадратичным вольтметром. Тем же вольтметром измеряется суммарное напря-
жение U Ш ВЫХ выходного сигнала.
Значение коэффициента нелинейных искажений определяется как отношение этих двух напряжений:
K Н Ш1 = U Ш′ ВЫХ .
U Ш ВЫХ
Схема измерений и спектры шума изображены на рис. 8.50.

402
|
|
|
f |
|
|
|
|
|
|
f |
|
|
|
|
|
|
f |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
f |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Генератор |
|
Режекторный |
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
Исследуемы |
|
|
Полосовой |
|
|
|||||||||||||||||||||
|
|
шума |
|
|
|
|
фильтр |
|
|
|
|
|
|
й |
|
|
|
|
|
фильтр |
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
2 |
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Квадратичный |
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
вольтметр |
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис.8.50
Можно указать следующие источники погрешностей измерения этим методом:
-погрешность измерения шумового напряжения вольтметром; -отклонение частотных характеристик затухания фильтров от идеальных.
403
Глава 9. Генераторы измерительных сигналов.
9.1. Классификация генераторов. Основные параметры.
Подгруппа приборов, предназначенная для формирования измерительных сигналов, обозначается буквой Г. Согласно ГОСТ 15094—69 в эту подгруппу входит семь видов приборов. Приборы вид а Г1 используют для проверки генераторов. К виду Г2 относятся генераторы шумовых сигналов; к виду ГЗ - генераторы низких частот от 20 Гц до 300 кГц, формирующие сигналы синусоидальней формы. Имеется тенденция расширения этого диапазона вниз до долей герца и вверх до единиц мегагерц. К виду Г4 относятся высокочастотные синусоидальные генераторы. Обычно эти генераторы носят название высокочастотных в диапазоне от 30 кГц до 300 МГц и СВЧ в диапазоне от 300 МГц до 18 ГГц. Вид Г5 объединяет генераторы импульсов, а вид Г6 — генераторы сигналов специальной формы. К виду Г7 относятся генераторы качающейся частоты (свипгенераторы).
Основные нормируемые параметры измерительных генераторов, характеризующие их метрологические и эксплуатационные свойства, устанавливаются государственными стандартами на генераторы конкретного типа. Как правило, указываются следующие параметры:
-форма сигнала измерительного генератора (синусоидальная, импульсная и т. п.); -параметры сигнала данной формы (частота повторения, амплитуда, длительность и скважность прямоугольного импульса, длительность фронта и среза, коэффициент
гармоник и т. п.);
-пределы регулировки параметров сигнала (диапазон частот, пределы регулировки ослабления, пределы установки длительности и т. п.);
-пределы допускаемых погрешностей установки параметров сигнала (установки частоты, амплитуды, длительности импульсов и т. п.);
-нестабильность параметров сигнала за некоторый интервал времени (указывается при определенных изменениях внешних условий, напряжения питания, регулировании других параметров сигнала)[2,53].
9.2. Особенности генераторов синусоидальных сигналов.
Эти генераторы получили наибольшее распространение при измерениях в технике связи. Требования к нормируемым параметрам их разработаны наиболее полно. В соответствии с ГОСТ 9788—78 основными параметрами этих генераторов являются:
404
-диапазон частот генерируемых колебаний. Указывается минимальная и максимальная частота диапазона. Весь диапазон обычно разбивается на несколько поддиапазонов. Ширина диапазона характеризуется коэффициентом перекрытия, равным отношению максимальной генерируемой частоты к минимальной. Коэффициент перекрытия существенно уменьшается с ростом верхней границы диапазона, изменяясь от 10 000 для генераторов низких частот до 1,1 ... 2,0 для генераторов СВЧ;
-погрешность установки частоты. Этот параметр указывается либо для всего прибора, либо отдельно для каждого поддиапазона и может быть основной и дополнительной. Например, основная погрешность установки частоты генератора Г470 равна 1%. У генератора ГЗ-109 основная погрешность установки частоты в диапазоне от 200 Гц до 20 кГц составляет ±(1+50/fНом)%. Здесь fном — номинальное значение частоты, устанавливаемое по шкале. Дополнительная погрешность установки частоты зависит от изменения температуры окружающей среды и изменения уровня выходного сигнала. Например, у генератора Г4-70 дополнительная погрешность установки частоты, вызываемая изменением температуры окружающей среды в пределах рабочих условий, не превышает ±0,3% на каждые 10°С. Дополнительная погрешность установки частоты, обусловленная регулированием уровня выходного сигнала от наибольшего до наименьшего значения, не превышает ±0,1% на частотах до 250 МГц. В некоторых образцах современных генераторов для индикации устанавливаемой частоты используют встроенные частотомеры цифрового типа, погрешность которых и определяет погрешность установки частоты. Прецизионные измерительные генераторы с дискретным набором фиксированных частот (синтезаторы) могут иметь погрешность установки частоты
10 -4... 10-5 %;
-нестабильность частоты. Эта характеристика нормируется как предел допускаемого изменения частоты. Указывают кратковременную нестабильность частоты, например, при неизменных внешних условиях и неизменном напряжении питания за любые 15 мин работы генератора после установки рабочего режима, и долговременную (например, за любые 3 ч работы). Нестабильность частоты зависит от внешних условий и напряжения питания, а также от механических и электрических параметров колебательных контуров, резонаторов и активных элементов задающих генераторов. У генераторов с плавной перестройкой частоты кратковременная нестабильность обычно составляет 10-3... 10-4. Для генераторов с подстройкой частоты по встроенному кварцевому генератору с помощью фазовой автоподстройки частоты кратковременную нестабильность удается уменьшить до 10-7. Цифровые синтезаторы
405
имеют суточную нестабильность частоты 10-9; -параметры выходного напряжения. Выходное напряжение определяется
назначением генератора. Низкочастотные генераторы обеспечивают сравнительно большое выходное напряжение, Например, генератор ГЗ-109 вырабатывает сигнал 16 В, а высокочастотный генератор Г4-70, предназначенный для настройки радиоприемных устройств,— сигнал с максимальным напряжением 50 мВ, причем имеется аттенюатор, позволяющий изменять уровень выходного напряжения от 0 до 90 дБ. Минимальное выходное напряжение составляет 1,5 мкВ;
-погрешность установки уровня выходной мощности (напряжения). Нормируется как предел допускаемой основной и дополнительной погрешности установки уровня. Эта погрешность определяется погрешностью прибора (вольтметра), который встраивается в измерительный генератор и по которому устанавливается калиброванный исходный уровень, а также погрешностью аттенюатора;
-нестабильность уровня выходной мощности. Нормируется как предел допускаемого изменения опорного уровня за некоторый определенный интервал времени (15 мин, 3 ч и т. п.). Этот параметр зависит от изменений внешних условий, напряжения питания, от регулировки других параметров сигнала. Особенно важным для практики является допускаемое изменение выходного уровня при перестройке частоты генератора, т. е. неравномерность его амплитудно-частотной характеристики;
уровень гармонических составляющих. Искажения формы синусоидального сигнала нормируют путем указания предельного допустимого значения коэффициента гармоник. У генераторов общего назначения коэффициент гармоник может составлять 0,3 ... ...2%. Особо высококачественные генераторы имеют коэффициенты гармоник
0,02... 0,05%;
-параметры модуляции выходного сигнала. Модуляция выходного сигнала осуществляется в генераторах ВЧ и СВЧ. Нормируются: вид модуляции, пределы регулировки и погрешность отсчета параметров модуляции;
-качество экранировки генератора. Экранировка генератора необходима для ослабления излучения электромагнитной энергии и, следовательно, помех. Применяемая экранировка отдельных узлов существенно снижает уровень помех, однако не может устранить их полностью. В паспортных данных генераторов обычно указываются плотность потока мощности вне прибора и напряжение генерируемой частоты в проводах сети питания;
-выходное сопротивление. Измерительные генераторы имеют определенное выходное сопротивление. Наиболее распространенными значениями Rвых являются 600,
406
75, 50 15, 10, 5 Ом. Нужное значение выходного сопротивления выбирается из условий решения измерительной задачи, например условий согласования с волновым сопротивлением подключаемого кабеля.
9.3. Низкочастотные генераторы.
Номенклатура основных параметров низкочастотных генераторов должна соответствовать рассмотренным требованиям ГОСТ 9788—78, а также специальному ГОСТ 10501—74. Генераторы низкочастотные измерительные. Основные параметры. Технические требования. Методы испытаний. Этот стандарт подразделяет низкочастотные генераторы на классы точности по частотным параметрам и параметрам выходного напряжения. За индекс класса принимается значение основной погрешности установки частоты и опорного уровня выходного напряжения в процентах. Установлено 6 классов точности по частотным параметрам (F0,1; F0,5; F0,1;F1,5 ;F2,0;F3,0 ) и 5 классов точности по параметрам выходного напряжения(U1,0; U2,0; U3,5 U4,0 U6,0). Например, обозначение класса генератора F1U2,5 означает, что основная погрешность установки частоты не превышает 1%, а основная погрешность отсчета уровня выходного напряжения не более 2,5%. Для каждого класса точности генератора установлены нормы, за которые не должны выходить другие параметры генератора: нестабильность частоты, коэффициент гармоник, погрешность ослабления аттенюатора, дополнительные погрешности частоты и уровня выходного напряжения. Кроме того , ГОСТ 10501—74 допускает выпуск измерительных генераторов с более высокими метрологическими характеристиками, индекс класса которых может в 10n раз (п — целое число) отличаться от указанных. Например, генератор с основной погрешностью установки частоты 10-4 % следует отнести к классу F1.10-4 .
Низкочастотные измерительные генераторы выполняют обычно по структурной схеме рис. 9.1. Основным узлом этой схемы является задающий генератор, схемное и конструктивное решение которого в значительной степени определяет метрологические характеристики всего прибора: диапазон частот, погрешность установки и нестабильность частоты, нестабильность уровня выходного напряжения, искажения формы синусоидального сигнала.
Усилитель, включенный после задающего генератора, обеспечивает усиление напряжения и мощности генерируемых синусоидальных колебаний, развязывает задающий генератор от нагрузки. Такие усилители охватывают глубокой отрицательной обратной связью с тем, чтобы обеспечить хорошую равномерность его амплитудно-частотной характеристики, высокую стабильность коэффициента усиления,

407
малый уровень нелинейных искажений.
Вольтметр, подключенный к выходу усилителя, позволяет контролировать калиброванный исходный уровень напряжения на выходе аттенюатора. Обычно в качестве вольтметров, встраиваемых в измерительные генераторы, используют электронные вольтметры средневыпрямленного значения. Погрешность этого вольтметра непосредственно определяет точность установки уровня.
|
Вольтметр |
Согласующий |
|
||
|
трансформатор |
|
|||
|
|
|
|
||
|
|
|
50 |
|
|
|
|
|
600 |
|
|
Задающий |
Усилитель |
Аттенюатор |
5000 |
|
|
генератор |
Выход |
||||
|
|
||||
|
|
|
|
||
|
|
|
50 |
|
|
|
Система |
|
600 |
|
|
|
автоматической |
|
5000 |
|
|
|
регулировки уровня |
|
|
||
|
|
|
|
||
|
(АРУ) |
|
|
|
Рис.9.1
Аттенюатор позволяет ступенчато (обычно через 10 дБ) изменять ослабление сигнала на выходе измерительного генератора в диапазоне от 0 до 60... 120 дБ. Погрешность аттенюатора вносит свой вклад в погрешность установки уровня выходного напряжения и составляет обычно 0,5 ... 1,0 дБ.
Выходной согласующий трансформатор, представленный на структурной схеме рис. 6.1, применяют только в генераторах с повышенными значениями выходной мощности (порядка 5 Вт) и напряжения (50 В на нагрузке 600 Ом). В таких генераторах для достижения малых нелинейных искажений сигнала требуется тщательно согласовывать выходное сопротивление с сопротивлением нагрузки, чтобы обеспечить расчетный режим работы выходного каскада усилителя. Типовые выходные трансформаторы позволяют работать на нагрузки 5, 50, 600 и 5000 Ом. Поскольку
408
практически невозможно создать согласующий трансформатор с равномерной амплитудно-частотной характеристикой во всем диапазоне 20 Гц... 300 кГц, обычно используют два трансформатора: один — в полосе 20 Гц ... 20 кГц, второй-в полосе 20 кГц ... ... 200 кГц. Трансформаторы переключают одновременно с переключением соответствующих поддиапазонов задающего генератора. Особенно важно согласовывать сопротивление генератора с сопротивлением нагрузки при проведении измерений на длинных линиях. Только при согласовании линии на выходе и входе реализуется нормальный режим ее работы с точки зрения искажений сигнала и передаваемой мощности, минимизируется погрешность измерения затухания и т. п. Для точного согласования выходного сопротивления генератора с сопротивлением нагрузки можно использовать дополнительный переменный резистор, подключаемый последовательно или параллельно к выходу генератора.
Выходные зажимы согласующего трансформатора обычно путем соответствующей коммутации обеспечивают получение как симметричного, так и несимметричного выходного сигнала, а также двух одинаковых по амплитуде и противоположных по фазе выходных напряжений. Однако следует отметить, что все характеристики точности установки уровня выходного напряжения с помощью аттенюатора и шкалы вольтметра градуируются обычно только при работе на несимметричную нагрузку 600 Ом.
Подавляющее большинство современных измерительных генераторов не имеет выходного согласующего трансформатора. Они рассчитаны на выходное напряжение 5 ...
10 на нагрузке 600 Ом. Выходное сопротивление таких генераторов (нерегулируемое
иравное 600 Ом) определяется конструкцией аттенюатора.
Вструктурной схеме низкочастотных генераторов синусоидальных колебаний с повышенными требованиями к точности установки выходного напряжения его стабильности может быть включена система автоматической регулировки уровня выходного сигнала (АРУ, рис. 9.1). Система АРУ детектирует выходной сигнал генератора, сравнивает его с сигналом источника опорного напряжения и изменяет режим работы задающего генератора так, чтобы скомпенсировать изменение уровня выходного сигнала при изменении частоты и других дестабилизирующих факторах. В результате применения АРУ погрешность установки выходного уровня сигнала можно уменьшить от 4... 6% до 0,4%. В некоторых измерительных генераторах система АРУ имеет внешний вход и допускает подключение прибора в общую цепь стабилизации сигнала, охватывающую, например, исследуемый объект.
Взадающих генераторах низкочастотного диапазона используют три схемных

409
решения: RС-генераторы, генераторы на биениях, генераторы с диапазонно-кварцевой стабилизацией частоты (синтезаторы). В простых и дешевых приборах наиболее распространены RС-генераторы. К достоинствам задающего генератора данного типа следует отнести сравнительно малые искажения формы колебаний (коэффициент гармоник 0,02... 2%), малую зависимость амплитуды от частоты, напряжения питания и т. п. Обычно переход от одного поддиапазона к другому осуществляется переключением конденсаторов, а плавное изменение частоты в пределах поддиапазона - изменением сопротивления резистора. Задающие генераторы на биениях (рис. 9.2) используют в низкочастотных генераторах с большим коэффициентом перекрытия частотного диапазона. Задающий генератор содержит два LС-генератора, один работает на фиксированной частоте f2, а второй плавно перестраивается.
Сигнал управления |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
перестройкой |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
f1 |
|
|
f2 - f1 |
|
|
|
|
||
частоты |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
Генератор сигнала |
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
Фильтр |
|
||||||
|
|
перестраиваемой |
|
|
|
Смеситель |
|
|
|
нижних |
|
|
|
|
частот |
|
|
|
|
|
|
|
частот |
|
К усилителю |
|
|
|
|
|
|
|
|
f2
Генератор сигнала фиксированной
Сигнал управления частоты от системы АРУ
Рис.9.2
Преимущества генератора на биениях видны из cледующего примера. Допустим, что требуется построить генератор с диапазоном частот от 20 до 40000 Гц. Коэффициент перекрытия составляет 40000/20=2000. Выберем f2 = 400 кГц, а f1 = 400...
360 кГц. Сигналы этих генераторов поступают на смеситель, в котором вырабатываются комбинационные частоты, в том числе F= f2-f1 При перестройке генератора от 400 до 360 кГц F изменяется от 0 до 40 кГц. При этом генератор, формирующий сигнал частоты f1 имеет коэффициент перекрытия частоты всего
400/360=1,1.
В некоторых случаях для стабилизации выходного напряжения используют системы АРУ, управляющие выходным напряжением генератора сигнала фиксированной частоты.
Стабильность частоты генераторов на биениях обеспечивается в основном конструктивными мерами: генераторы сигналов фиксированной и перестраиваемой
410
частоты выполняют так, чтобы все дестабилизирующие факторы влияли на частоту одинаковым образом. В результате разностная частота в первом приближении остается постоянной. В итоге нестабильность частоты генераторов на биениях сопоставима с нестабильностью RС-генераторов (0,5.., ... 1% за час).
9.4. Генераторы высоких частот.
Измерительные генераторы высоких частот диапазона 30 кГц.., 300 МГц необходимы в первую очередь для настройки и испытаний радиоприемных устройств радиовещательной и связной аппаратуры. Можно выделить две группы таких генераторов:
-прецизионные генераторы, предназначенные для испытаний устройств магистральной и радиотелефонной связи, погрешность установки и кратковременная нестабильность частоты которых не должна превышать 10-6. Такие генераторы должны обеспечивать возможность модуляции сигнала различного вида, в том числе и однополосной модуляции, а также реализации многочастотной структуры выходного сигнала. Для создания прецизионных генераторов высоких частот используют методы диапазонно-кварцевой стабилизации и синтеза частот, рассматриваемые далее;
-генераторы общего применения, погрешность установки частоты которых находится в пределах 0,01 ... 1,5%, а кратковременная нестабильность частоты больше 10-6. С помощью таких генераторов можно проводить измерения чувствительности и избирательности радиовещательных приемников, качества работы автоматической регулировки усиления, частотных характеристик фильтров и усилителей и т. п. В таких генераторах необходим режим амплитудной и (реже) частотной и импульсной модуляции при достаточно высоких требованиях к форме огибающей модулированного сигнала. Для них характерны малое значение калиброванного выходного сигнала (0,1 ...
1,0 В) и большие пределы регулировки ослабления выходного сигнала аттенюатором. Только отдельные генераторы, предназначенные, например, для поверки вольтметров средней точности, могут иметь повышенное выходное напряжение 30... 100 В.
Нормы на параметры генераторов высоких частот устанавливает ГОСТ 14126— 78. Генераторы сигналов измерительные с коаксиальным выходом. Технические требования и методы испытаний. Понятие класса точности таких генераторов теперь не используется, а указываются ряды чисел, которые следует использовать при нормировании метрологических характеристик. Например, пределы допускаемой

411
основной погрешности установки частоты по отсчетному устройству следует выбирать из ряда от ±0,01% до ±1,5%, а нестабильность частоты за любые 15 мин после установления рабочего режима от ±1·10-6 до ±5-10-4. Аналогично сформулированы требования к нормированию других метрологических характеристик. Типичная структурная схема генератора высоких частот общего применения с амплитудной модуляцией представлена на рис. 9.3.
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Вспомогательный выход |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Rб |
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Электронно- |
|
|
|
||||||
|
|
Задающий |
|
|
|
|
|
|
Усилитель ВЧ |
||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
счетный |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
генератор |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
Сигнал |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
частотомер |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
управления |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
перестройкой |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Аттенюатор |
||||||||||||
частоты |
|
|
|
|
|
Модулятор |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Усилитель ВЧ |
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||
|
|
Вход сигнала |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
внешней модуляции |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Система |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
автоматической |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
Генератор |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Вольтметр |
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
НЧ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
регулировки |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
уровня |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис.9.3
Задающий генератор, выполняемый обычно на базе LC-контура и транзистора, включенного по трехточечной схеме с емкостной обратной связью, работает на частоте f = 1/ 2π LC . Плавную перестройку частоты в пределах поддиапазона осу-
ществляют с помощью конденсатора переменной емкости, переход от одного диапазона к другому - коммутацией катушек индуктивности. Поскольку частота генерации обратно пропорциональна C , коэффициент перекрытия по частоте, как правило, не превышает2... 3, чтосущественноменьше, чем, например, у RС-генераторов.
f
Задающий генератор
f/2
Делитель частоты на 2 Полосовой фильтр
f/4
Делитель частоты на 2 |
Полосовой фильтр |
n делителей
f/2n
|
|
|
|
|
|
|
|
Делитель частоты на 2 |
|
|
|
Полосовой фильтр |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
К переключателю диапазонов
Рис.9.4
412
Формирование поддиапазонов некоторых современных широкодиапазонных измерительных генераторов высоких частот осуществляется не коммутацией LC- контуров задающего генератора, а делением частоты (рис. 9.4). В этом случае сигнал задающего LC-генератора, плавно перестраиваемого на частоте верхнего поддиапазона 150... 300 МГц, поступает на цепочку делителей частоты на 2 и только потом через совокупность фильтров на модулятор. Исключение из контура задающего генератора цепей коммутации увеличивает стабильность, позволяет практически безынерционно переходить от одного поддиапазона к другому, поскольку не требуется время на самопрогрев элементов и одновременно подгонять шкалы всех поддиапазонов при изготовлении генератора. При этом существенно улучшаются шумовые свойства генератора. Однако такому методу создания широкодиапазонных задающих генераторов свойствен и ряд недостатков. Требуется тщательная фильтрация сигнала на выходе делителей, поскольку его форма далека от синусоидальной. Девиация частоты
врежиме частотной модуляции снижается одновременно с уменьшением несущей частоты. Для исключения этого эффекта приходится усложнять схему осуществления частотной модуляции.
Характеристики задающего генератора определяют все частотные параметры прибора, а также в значительной степени и форму выходного сигнала. Поэтому при проектировании элементов LC-контура обеспечивают высокую механическую и температурную стабильность параметров катушек, конденсаторов и узлов настройки. Задающие генераторы некоторых современных измерительных генераторов позволяют работать в режиме не только частотной модуляции, но и внешней синхронизации, а также
врежиме внешнего управления частотой (обычно в пределах не более 0,1%) с помощью аналогового сигнала, подаваемого на включенный в контур варикап. Такие измерительные генераторы можно использовать для работы в кольце внешней фазовой автоподстройки частоты, для чего предусматривается вспомогательный высокочастотный выход. К этому выходуможноподключатьвнешнийиливстроенныйэлектронно-счетныйчастотомер.
Всовременных измерительных генераторах используют, как правило, широкополосные модуляторы и широкополосные, а не резонансные (как это было принято ранее) усилители. Такое техническое решение позволяет устранить сложные и громоздкие механические узлы сопряжения настройки задающего генератора и резонансного усилителя. При этом, однако, предъявляются более высокие требования к форме сигнала задающего генератора и уровню шумов модулятора и усилителя, не обладающих фильтрующимисвойствами.
Изменяя и измеряя низкочастотный модулирующий сигнал, можно изменять и
413
измерять глубину модуляции. Погрешность измерения глубины модуляции определяется при этом искажениями, вносимыми модуляторами, и составляет обычно
5... 10%.
Другая возможность измерения глубины модуляции сигнала заключается в использовании метода двойного детектирования выходного модулированного высокочастотного сигнала. Глубина модуляции при этом оценивается по отношению выходных напряжений двух детекторов, один из которых выделяет низкочастотный модулированный сигнал, а второй - сигнал несущей частоты.
Для поддержания уровня сигнала на выходе аттенюатора постоянным обычно используют систему АРУ, охватывающий модулятор и усилитель высокой частоты, причем модулятор используется как исполнительный элемент этой системы. Постоянная времени системы АРУ выбирается таким образом, что система не реагирует на амплитудную модуляцию сигнала звукового диапазона.
Система АРУ обеспечивает не только стабилизацию выходного напряжения генератора, но и по сути дела близкое к нулю выходное сопротивление усилителя высокой частоты в точке подключения детектора. В результате нагрузки в некоторых пределах не изменяют выходного напряжения генератора. На выходе усилителя высокой частоты последовательно включают балластное сопротивление Rб = 50 Ом, которое позволяет соответствующим способом согласовать выходной тракт при нулевом ослаблении аттенюатора. Опорный уровень высокочастотного сигнала на выходе аттенюатора отсчитывают либо по шкале встроенного вольтметра, использующего детектор системы АРУ, либо по шкале калиброванного регулятора (потенциометра) опорного постоянного напряжения системы АРУ.
С помощью ступенчатого резистивного аттенюатора производится глубокая регулировка уровня выходного напряжения прибора. Часто используют две ступени регулировки: 20 и 1 дБ. Для дистанционной регулировки аттенюаторов в некоторых современных измерительных генераторах применяют малогабаритные герконовые реле.
9.5. Генераторы СВЧ.
Измерительные генераторы сигналов диапазона 300 МГц... ... 40 ГГц предназначены для измерения чувствительности приемных устройств СВЧ диапазона, исследования диаграмм направленности антенн, измерения параметров элементов высокочастотных трактов радиорелейных линий и телевизионных

414
ретрансляторов. Измерительные генераторы СВЧ должны обеспечивать работу с различными видами модуляции несущей, к ним предъявляются достаточно жесткие требования по экранированию СВЧ излучения.
Типичная структурная схема измерительного генератора СВЧ представлена на рис. 9.5. В качестве активного элемента задающего генератора до настоящего времени используют отражательные клистроны, снабженные внешним (в диапазоне частот 7... 8 ГГц) или внутренним объемным резонатором, являющимся
Механическая |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Вспомогательный выход |
|
|
|
|
||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
генератор |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
перестройка |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
Направленный |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Электронно-счетный |
|
|
|||||||||||||||||
частоты |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ответвитель |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
частотомер |
|
|
||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
Задающий |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Сигнал |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
управления |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Амплитудный |
|
|
|
|
|
|
Аттенюатор |
|
|
|
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
модулятор |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
перестройкой |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Основной выход |
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||
|
частоты |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
АРУ |
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Сигнал |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
Блок переключения |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||
|
|
|
видов модуляции |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
амплитудной |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Вход измерителя |
|||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
модуляции |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
мощности |
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Измеритель |
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
мощности |
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
Генератор НЧ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
Сигнал внешней модуляции |
|
|
|
|
|
Сигнал дистанционного |
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
управления аттенюатором |
|
|
|
|
Рис.9.5
эквивалентом колебательного контура. Геометрическая форма, размеры и материал резонатора определяют частоту генерации. Перестройка частоты осуществляется изменением геометрических размеров резонатора путем перемещения внутри него замыкающих перемычек или упругой деформации самого резонатора. В небольших пределах частоту можно изменять электрическим образом, изменяя напряжение на отражателе клистрона.
Аналогично изменяя режим работы клистрона, можно также реализовать частотную и амплитудно-импульсную модуляцию несущей частоты. Для генераторов СВЧ на клистронах характерен небольшой коэффициент перекрытия по частоте (1,1 ...2), что связано с ограниченными возможностями перестройки частоты задающих
генераторов с объемными резонаторами. Поэтому такие генераторы либо
415
выпускают в виде серий однотипных приборов, рассчитанные на требуемые участки всего СВЧ диапазона, либо в виде одного прибора, но с несколькими задающими генераторами.
Задающие генераторы СВЧ на отражательных клистронах имеют достаточно громоздкую конструкцию и требуют больших и стабильных напряжений питания. В последнее время все чаще в качестве активных элементов задающих генераторов СВЧ используют диоды Ганна - полупроводниковые приборы на основе арсенида галлия. При определенном напряжении питания диод Ганна представляет собой отрицательное сопротивление, что приводит к возбуждению в подключенном к диоду объемном резонаторе СВЧ колебаний.
Для работы в нижней части рассматриваемого диапазона частот (ниже 8... 10 ГГц) в настоящее время уже созданы СВЧ транзисторы, которые тоже начинают использовать в качестве активных элементов задающих генераторов.
Стабильность частоты задающих генераторов СВЧ определяется стабильностью механических параметров объемных резонаторов, электрического и температурного режимов активного элемента. Для часто используемых коаксиальных резонаторов из латуни кратковременная нестабильность частоты имеет порядок 10-4. Одним из современных технических решений является использование сферических ферритовых объемных резонаторов из ферромагнитного кристалла железоиттриевого граната, помещенного в магнитное поле (ЖИГ-резонаторов). Кратковременная нестабильность частоты таких генераторов менее 10-6. Изменением напряженности внешнего магнитного поля можно широко перестраивать ЖИГрезонаторы (коэффициент перекрытия до 2) и производить частотную модуляцию.
Как правило, в диапазоне СВЧ используют самые различные виды модуляции: амплитудную и частотную низкочастотным сигналом, амплитудно- и частотно-импульсную при различной скважности импульсов и т. п. Следует отметить, что модуляция несущей изменением режима работы задающего генератора обычно связана с появлением паразитной модуляции: например, амплитудная модуляция приводит к появлению паразитной частотной и наоборот. Поэтому в современных измерительных генераторах амплитудную модуляцию осуществляют на выходе прибора.
Установочным аттенюатором регулируют уровень сигнала, поступающего на вход направленного ответвителя, который разделяет поток высокочастотной энергии на две части. К одному выходу направленного ответвителя, являющемуся некалиброванным выходом измерительного генератора, подключается встроенный (или
416
внешний) частотомер гетеродинного типа. С другого выхода направленного ответвителя сигнал подается на основной калиброванный выход прибора.
Для создания аттенюаторов СВЧ обычно используют явление затухания сигнала в так называемом предельном волноводе.В настоящее время в качестве аттенюатора СВЧ все шире начинают использовать полупроводниковые р-i-n-диоды. Принцип действия такого аттенюатора заключается в том, что под действием управляющего тока р-i-n-диод открывается и шунтирует мощность СВЧ сигнала пропорционально значению управляющего тока. При отсутствии управляющего тока р-i-n-диод закрывается и вносит в тракт СВЧ лишь незначительное начальное ослабление.
Измеритель мощности вместе с установочным аттенюатором позволяет установить опорный уровень выходной мощности, относительно которого производится ослабление выходного сигнала калиброванным аттенюатором. В СВЧ диапазоне уровень выходного сигнала оценивают именно по мощности, а не по напряжению или току, поскольку размеры входных и выходных цепей приборов соизмеримы с длиной волны. Небольшое отличие полных сопротивлений источника и нагрузки от характеристического сопротивления передающего тракта приведет к неоднозначности оценки напряжения вдоль линии передачи. Измерение напряжения в волноводах вообще лишено практического смысла. Мощность же, передаваемая в нагрузку без потерь, является величиной постоянной в любом сечении тракта СВЧ и поэтому позволяет оценить уровень сигнала более точно.
Измеритель мощности СВЧ сигнала размещается внутри измерительного генератора, однако обычно имеет отдельный вход. Его можно подключить к основному выходу через внешний разъем с помощью кабеля. Используя измеритель мощности, можно выделить управляющий сигнал для системы АРУ, которая, воздействуя на р-i-n-аттенюатор, будет поддерживать постоянную мощность либо на выходе генератора, либо в требуемой точке измерительной схемы, включающей исследуемый объект.
9.6.Источники измерительных сигналов с высокой стабильностью частоты (прецизионные измерительные генераторы.
Для обеспечения многих видов измерений в науке и технике, в частности в области магистральной связи с эффективным уплотнением каналов, необходимы источники измерительных сигналов в диапазоне от инфранизких частот до СВЧ с очень малой погрешностью установки частоты (0,1 ... 0,001 Гц) и очень малой

417
кратковременной и долговременной нестабильностью (от 10-7 за I5 мин до 10-10 за сутки). Соответствующие приборы получили название измерительных генераторов с диапазонно-кварцевой стабилизацией или синтезаторов частоты. Эти термины являются синонимами, однако последний из них в современной литературе используется чаще. Необходимо отметить, что такие приборы выпускаются в соответствии с ГОСТ как в рамках подгруппы Г (Генераторы измерительные), так и в рамках подгруппы Ч (Синтезаторы частот).
Укрупненная схема измерительного генератора синтезаторного типа представлена на рис. 9.6. Источником сигнала опорной частоты является блок кварцевого генератора, важным элементом которого является система термостатирования, поддерживающая неизменной необходимую температуру кварцевого резонатора с погрешностью порядка 0,1°. Термостатирование является непрерывным условием достижения высокой стабильности кварцевого генератора. Можно подключать и внешний сигнал опорной частоты (например, от квантовомеханического стандарта частоты). Блок опорных частот формирует несколько
Интерполяционный генератор
Выход
Схема
теромостатирования
Блок опорного кварцевого генератора
Вход внешнего сигнала опорной частоты
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
опорныхчастот |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
частотсинтеза |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Выходное |
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
устройство |
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Блок |
|
|
|
|
|
|
Блок |
|
|
|
|
|
|
амплитуднойСигнал |
модуляции |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
П |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Сигнал |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
дистанцион- |
|
|
Блок управления |
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ного |
|
|
переключением частот |
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
управления |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
Сигнал частот ной модуляции |
|
|
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Формирователь |
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
Сигнал |
|
модулирующих сигналов |
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
внутренней модуляции |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
Сигнал внешней модуляции |
|
|
|
||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис.9.6
сигналов опорных частот, которые одновременно поступают на блок синтеза
418
частот. Блок синтеза вырабатывает набор частот генераторов с заданной дискретностью в заданном диапазоне. Интерполяционный генератор позволяет плавно перестраивать частоту выходного сигнала в пределах шага дискретности. Блок управления переключением частот позволяет выполнить как ручное, так и дистанционное (с помощью аналоговых и цифровых сигналов) управление частотой, в том числе частотную модуляцию несущей. В выходном устройстве осуществляются необходимое усиление сигнала по мощности, стабилизация опорного выходного уровня, регулируемое ослабление с помощью аттенюатора, а также амплитудная модуляция сигнала.
Возможность управления переключением частот цифровыми сигналами и реализации сложных видов модуляции несущей частоты является большим достоинством синтезаторов. Поэтому они необходимы для автоматизации измерения, автоматической регистрации характеристик каналов связи в процессе работы, при созданий адаптивных (самонастраивающихся) каналов связи и т. п.
Кроме характеристик, общих для всех измерительных генераторов (диапазон, стабильность и т. п.), синтезаторы характеризуются дискретностью установки частоты, ослаблением уровня побочных составляющих и шумов в выходном сигнале относительно уровня выходного напряжения (в децибелах), временем установления сигналов при переключении частоты. Конкретные количественные требования к этим характеристикам, а также стоимость, масса, габаритные размеры
ипотребляемая мощность определяют выбор того или иного метода синтеза частот.
Как видно из рис. 9.6, синтезатор включает в свой состав блок опорных частот и блок синтеза частот. Блок опорных частот формирует из сигнала опорного генератора ряд сигналов с фиксированными частотами за счет применения делителей
иумножителей частоты. Система синтеза частот создает на выходе сигнал с программируемым значением частоты. Основным элементом системы синтеза частот является частотная декада, состоящая из узлов, выполняющих соответствующие арифметические действия над частотами блока опорных частот
ифильтров с фиксированной или переменной частотой настройки.
Существуют два метода построения счетных декад. При методе прямого синтеза частот выходные сигналы формируются в результате непосредственного преобразования опорных частот с помощью смесителей, умножителей и делителей. Частотные декады делят частоту в 10 раз и включаются последовательно. Число декад определяет дискретность установки частоты. Действительно, по-
419
скольку одна декада делит частоту в 10 раз, то N последовательно включенных декад делят в k=10N раз.
Допустим, что имеются две исходные частоты f1 = l МГц и f2=2 МГц, отличающиеся друг от друга на 1 МГц. При пяти последовательно включенных декадах имеем коэффициент деления k=105 раз, и исходные частоты на выходе будут иметь значения 10 и 20 Гц, отличающиеся друг от друга на 10 Гц. При шести последовательно включенных декадах частоты будут отличаться на 1 Гц, при семи на 0,1 Гц и т. д. Ясно, что с увеличением числа декад разность между частотами сигналов можно сделать сколь угодно малой. Для расширения частотного диапазона в синтезаторах применяются также умножители частоты.
При построении синтезаторов частот методом косвенного синтеза умножение и деление частоты исходных сигналов осуществляется с помощью системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Применение ФАПЧ позволяет получить высокую кратность умножения и деления (100... 120) при переменном коэффициенте умножения (деления). По принципу работы синтезаторов частот cтроят прецизионные генераторы широкого применения.
9.7. Генераторы импульсов.
По широте использования генераторы прямоугольных импульсов уступают только генераторам синусоидальных сигналов. Они используются для настройки узлов аппаратуры связи с импульсно-кодовой модуляцией, систем радиолокации и т. п. Различают генераторы прямоугольных импульсов, генераторы одиночных импульсов, парных импульсов, серий импульсов, кодовых импульсных последовательностей, псевдослучайных последовательностей. Основными параметрами генераторов одиночных и парных импульсов, которые устанавливает ГОСТ, являются: длительность, амплитуда, частота, временной сдвиг импульса (относительно синхроимпульса), длительности фронта и среза, неравномерность вершины. Нормируются погрешность установки параметров импульсов и нестабильность параметров основных импульсов. Класс точности генератора определяется пределом допускаемой погрешности параметров сигнала и пределами допускаемых значений искажений сигнала.

Сигнал установки частоты
Задающий генератор
Внещний запуск
Разовыйзапуск
Блок синхронизации
420
Сигнал установки |
|
|
|
Сигнал установки |
|
||||||||||||
|
|
Сигнал установки |
|
||||||||||||||
|
|
задержки |
|
|
длительности |
|
амплитуды |
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Устройство |
|
|
|
Устройство |
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
формирования |
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
задержки |
|
|
|
|
|
|
Выходной |
|
|
||||||
|
основного |
|
|
|
длительности |
|
|
|
формирователь |
|
Выход |
||||||
|
|
импульса |
|
|
|
основного |
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
импульса |
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Схема |
|
|
Выход синхроимпульсов |
|
|
|
||||||||||||||
|
измерения |
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
амплитуды |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис.9.7
Типичная структурная схема простого генератора импульсов представлена на рис. 9.7. Задающий генератор выполняется либо по схеме синусоидального либо импульсного генератора. Его частота и стабильность определяют частоту и стабильность выходного сигнала. Практически все генераторы импульсов могут работать как в режиме внешнего запуска, так и в режиме разового запуска от кнопки на передней панели. Задающий генератор при этом отключается. Для измерения амплитуды применяются пиковые или компенсационные вольтметры. Генераторы импульсов, построенные по данной схеме, обеспечивают погрешность установки частоты, длительности и временной задержки 3... 10%, а нестабильность этих параметров за час работы 1 ... 3%.
Для создания прецизионных генераторов импульсов по частоте, длительности
ивременной задержке используют кварцевый опорный генератор, метод синтеза частот
иполностью цифровой принцип формирования выходного сигнала. В этом случае период, длительность и временная задержка выходного импульсного сигнала устанавливаются дискретно с шагом, равным периоду сигнала опорной частоты. Нестабильность всех этих параметров также полностью определяется характеристиками нестабильности опорного кварцевого генератора. Большим достоинством такого построения генераторов является возможность дистанционного и
программного управления прибором с помощью цифровых сигналов.

421
9.8. Генераторы сигналов специальной формы.
Генераторы сигналов специальной формы (тип Г6 по ГОСТ 15094—69) представляют собой источники одиночных или периодических сигналов, форма которых отлична от прямоугольной. Наиболее распространенными формами сигналов являются пилообразная, треугольная, трапецеидальная, колоколообразная и т. п. Такие сигналы необходимы для моделирования входных воздействий при настройке и испытаниях каналов связи, медицинской, геофизической и измерительной аппаратуры.
Общий подход к нормированию параметров таких генераторов, аналогичен подходу к нормированию параметров всех измерительных генераторов: необходимо указать форму сигнала, параметры, характеризующие форму, в том числе и параметры искажений, пределы регулировки параметров, пределы допускаемых погрешностей установки параметров, нестабильность параметров и т. д.
Для создания достаточно простых и дешевых генераторов сигналов специальной формы широко применяют схемы на основе интеграторов с нелинейной обратной связью через какой-либо пороговый элемент с гистерезисом (например, триггер Шмитта). Структурная схема такого генератора, называемого функциональным, представлена на рис. 6.8. В процессе интегрирования постоянного напряжения, присутствующего на выходе триггера Шмитта, интегратор формирует линейно изменяющееся напряжение. Когда выходное напряжение интегратора достигает порога срабатывания триггера, триггер переключается, его выходное напряжение меняет знак. Вследствие этого напряжение на выходе интегратора начинает изменяться в противоположную сторону, пока не станет равным нижнему порогу срабатывания триггера.
Выходной формирователь
Пороговый пилообразного сигнала элемент с
Интегратор
гистерезисом
Выходной формирователь синусоидального сигнала
Выходной формирователь трапецеидального сигнала
Выходной формирователь импульсного сигнала
Рис.9.8
422
Далее этот процесс периодически повторяется и на выходе схемы формируется симметричное напряжение треугольной формы с одинаковым временем нарастания и спада. Размах этого напряжения и его стабильность определяются в основном установкой и соответственно стабильностью порогов срабатывания триггера. При использовании прецизионных схем нестабильность размаха сигнала может быть снижена до 0,1% за несколько часов работы.
Частоту формируемого напряжения можно перестраивать в широком диапазоне частот от инфранизких до несколько десятков килогерц, изменяя постоянную времени интегратора. Перестройку частоты можно осуществлять также электрическим путем, регулируя напряжение на входе интегратора, коммутируемое триггером Шмитта. Усложняя схему регулировки этого напряжения, можно добиться формирования несимметричного треугольного (пилообразного) напряжения с регулируемым временем нарастания и спада.
На основе полученного треугольного напряжения можно сформировать напряжения трапецеидальной, колоколообразной, синусоидальной формы. Для этого используют нелинейное преобразование сигнала треугольной формы с помощью диодно-резистивных схем, обеспечивающих кусочно-линейную аппроксимацию необходимой характеристики преобразования. Такие схемы достаточно просты и дешевы, однако обеспечивают ограниченный набор формируемых сигналов, критичны в настройке, имеют невысокую точность и стабильность.
Для формирования сигналов произвольной формы в последнее время начинают применяться функциональные генераторы, работающие на основе кусочнолинейного синтеза непосредственно самого сигнала (а не характеристики преобразования треугольного сигнала). В основе таких устройств лежит генератор линейно изменяющегося напряжения, длительностью и амплитудой которого можно управлять. Очевидно, что из серии таких элементарных линейно изменяющихся сигналов, каждый из которых начинается там, где окончился предыдущий, можно сформировать сигнал произвольного вида.
Обычно работой такого генератора управляет микропроцессор, в память которого вводятся параметры (длительность и амплитуда) каждого элементарного сигнала из заранее заданного набора дискретных значений. Для того чтобы получить исходное значение сигнала, в конце каждого цикла формируется специальный сигнал возврата к началу. Погрешность формирования сигнала, связанная с его кусочно-линейной аппроксимацией, определяется общим числом используемых элементарных сигналов и дискретностью установки их параметров.

423
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Опорный |
|
|
Формирователь |
|
Запоминающее |
|
Цифро-аналоговый |
|
кварцевый |
|
|
|
|
|||
|
|
|
адреса |
|
устройство |
|
преобразователь |
|
|
генератор |
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Выход
Блок управления
Сигналы управления
Рис. 9.9
Кардинальным решением задачи формирования сигналов произвольной формы с широкими пределами регулировки и высокой стабильностью параметров является создание генераторов на основе цифровых запоминающих устройств (ЗУ) и цифро-аналоговых преобразователей (ЦАП). Структурная схема такого генератора представлена на рис. 9.9. Тактовая частота работы устройства задается опорным кварцевым генератором, обеспечивающим высокую стабильность частотновременных параметров сигнала. Сформированные в формирователе адреса кодовые сигналы подаются на запоминающее устройство, в котором записаны коды дискретных отсчетов заданного сигнала. В результате последовательного опроса ячеек ЗУ на его выходе появляется последовательность цифровых сигналов, которая с помощью цифро-аналогового преобразователя преобразуется в необходимый аналоговый сигнал заданной формы. Таким способом можно сформировать сигнал практически любой формы, произвольно менять начальную фазу сигнала, «останавливать» в определенные моменты времени формирование сигнала, запоминать значение сигнала на необходимый интервал времени. Со стороны нижних частот диапазон такого генератора практически ничем не ограничен. Максимальная частота формируемого сигнала определяется быстродействием ЗУ и ЦАП. Характеристики точности такого генератора по выходному напряжению определяются объемом памяти и разрядностью используемого ЗУ, а также характеристиками ЦАП.
Генератор рассмотренного типа представляет собой, по сути дела, специализированную микро-ЭВМ, работающую по жесткой программе воспроизведения определенного набора записанных в ЗУ сигналов. Основной тенденцией дальнейшего развития таких цифровых измерительных генераторов сигналов произвольной формы является использование программируемых микро-ЭВМ
424
на основе микропроцессоров, позволяющих неограниченно расширять набор синтезируемых сигналов, проводить необходимые операции коррекции параметров сигнала и сохранения их временной стабильности в реальном масштабе времени.
9.9.Генераторы шума. Применение генераторов шума.
Генераторы шумасовокупности узлов и устройств, обеспечивающих получение шумового напряжения ( тока или мощности) на нагрузке. Генераторы шума называют также генераторами случайных, флуктуационных или нерегулярных сигналов. Обычно генераторы шума обеспечивают получение колебаний, спектральный состав которых равномерен в широкой полосе частот. Это необходимо при практических применениях генератора шума. Наибольшее применение нашли генераторы шума для имитации реальных шумов в каналах связи, для измерений коэффициента шума приемников, предельной чувствительности усилительных устройств. В радиосвязи генераторы шума применяются для измерения перекрестных помех. В многоканальной телефонии генератор шума может имитировать реальный сигнал, создаваемый сотнями абонентов [3,53].
9.9.1.Классификация генераторов шума.
Воснове деления генераторов шума на классы лежат различные характеристики случайных сигналов. По форме сигналов генераторы шума (ГШ) делятся на два класса: генераторы непрерывных (аналоговых) и генераторы дискретных (импульсных) случайных сигналов.По частотному диапазону генераторы
делятся на следующие группы: инфранизкочастотные, низкочастотные, видеочастотные и сверхвысокочастотные. По ширине полосы генерируемых частот различают узкополосные (средняя частота значительно больше, чем ширина всего спектра частот) и широкополосные генераторы шума.
Если определяющим при эксплуатации является закон распределения, то целесообразно генераторы классифицировать соответственно закону:
-генераторами нормального, или гауссова шума, у которых мгновенные значения шумового колебания в каждый данный момент времени распределены по нормальному или гауссовому закону; -генераторами релеевского шума, у которых флуктуации мгновенных значений выходного напряжения следуют закону распределения Релея.

425
Функциональная схема генератора шума.
Генераторы шума отличаются исключительным разнообразием элементов, образующих их. Это объясняется во-первых широким выбором первичных источников шума и во-вторых исключительным многообразием практических требований к генераторам. От ГШ в самом общем случае требуется, чтобы он давал широкополосный шум с равномерной спектральной плотностью в заданном диапазоне частот, имел возможность регулировки и контроля выходной мощности и обеспечивал неизменность выходных параметров шума (средней мощности и законов распределения мгновенных значений).
Схемное выполнение генераторов шума многообразно, но в основном они соответствуют блок-схеме, представленной на рис. 9.10.
Измеритель выходного уровня шума
Первичный |
|
Формирующее |
|
Калиброванный |
|
Переключатель |
источник |
|
устройство и |
|
делитель или |
|
выходного |
шума |
|
усилитель |
|
ослабитель |
|
сопротивления |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис. 9.10
Первичными источниками шума обычно являются различные газоразрядные элементы, так как они обладают наибольшим уровнем шума в достаточно широкой полосе частот. С помощью формирующего устройства производится выделение нужного спектра частот с заданным распределением спектра мощности шума или осуществляется преобразование одного вида шума в другой, например узкополосного нормального шума в релеевский. Для этой цели применяют фильтры, нелинейные приборы и другие устройства.
Калиброванный делитель с измерителем выходного уровня шума обязателен, если генератор шума предназначен для измерительных целей. Даже в простейших случаях применения ГШ для целей имитации в его составе должно быть устройство, регулирующее выходной уровень шума.

426
Известно, что коэффициент шума зависит от полного выходного сопротивления источника сигнала. При некотором значении этого сопротивления коэффициент шума имеет минимальное значение. Для сравнения усилителей, преобразователей частоты и других устройств по минимальному коэффициенту шума, необходимо иметь возможность изменять выходное сопротивление источника сигнала.
9.9.2. Параметры и характеристики шума.
На рис. 9.11. изображены образцы записей шума. Образцы электрических колебаний u1(t), u2(t), ….. uk(t) равной длительности Т, ход которых во времени не повторяется ни от одного образца к другому, ни на интервале Т.
t0 |
t1 |
t2 |
tm-1 |
tm |
U1(t)
t
U2(t) |
t |
|
U3(t) |
t |
|
U k(t)
t
T
Рис 9.11. Реализации шума длительностьюТ
427
Образцы шумовых колебаний, набранные независимо друг от друга, называются выборочными функциями, или реализациями. В случае генераторов шума такими случайными функциями будут шумовые напряжения и токи. Одним из параметров шумового напряжения является среднее значение, которое может быть определено из соотношения.
U (t)= M [u(t)]= lim |
1 |
T∫u(t)dt |
(9.1) |
|
|||
|
T 0 |
|
Среднее значение можно также найти усреднением по реализациям. Для этого разделим интервал Т на ряд участков равной продолжительности. На рис. 9.1 t1, t2, t3, ..tm.
Значения ординат в точках квантования равны соответственно для первой реализации:
u1(t1), u1 (t2) , u1(t3)…………u1(tm)
Для второй реализации:
u2(t1), u2 (t 2) , u2(t3)…………u2(tm) .
Для k-ой реализации:
u k(t1), u k (t2) , u k (t3)………..u k (tm).
Среднее по всем реализациям ансамбля равно:
|
1 |
n |
(9.2) |
U(t1) = M [u k( t1 )]по k = lim |
∑u k (t1) , |
|
|
|
|
||
|
n k =1 |
|
|
которое не зависит от k так как усреднение производится по k |
для момента времени |
t=t1. Аналогичным образом можно записать для t2 , t3 ….tm .
В общем случае U(ti) является функцией выбранного момента времени ti .
Однако в большинстве случаев, например тепловое движение носителей заряда, среднее значение не зависит от времени. Такие случайные функции называются стационарными.
Чтобы на практике шум можно было считать стационарным, бывает достаточно, чтобы внешние условия осуществления явления, порождающего шум, оставались постоянными в течение всего времени наблюдения u(t) и еще некоторого, примыкающего к нему промежутка времени, достаточного для затухания переходного процесса. Статистическая однородность стационарного шума во
428
времени позволяет предположить, что усреднение по реализациям даст такой же результат, как и усреднение по времени.
Среднее значение шумового тока, полученное усреднением на достаточно длинном интервале времени-
I0 |
= lim |
1 |
T i(t)dt = const. |
(9.3) |
|
||||
|
T →∞ T |
∫0 |
|
При T→ ∞, оценка или статистическое среднее будет сходится по вероятности к среднему значению шумовой функции. Таким образом, оценка среднего значения по одной реализации шумового тока i (t) или напряжения U (t) равна соответственно:
~ |
|
|
1 |
|
|
T |
|
|
|
I |
0 |
= |
|
|
|
|
∫ i (t |
) dt , |
(9.4) |
|
T |
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
~ |
|
|
1 |
T |
u (t )dt . |
(9.5) |
|||
|
= |
∫ |
|
||||||
U |
|
|
|
|
|||||
0 |
T |
|
|||||||
|
|
|
0 |
|
|
|
Среднее значение шумовой функции - постоянное число, характеризующую ее постоянную составляющую. Последняя, как обычно, может быть измерена в случае тока – амперметром, а в случае напряжения - вольтметром постоянного тока.
Следующее важное среднее значение - это средний квадрат шумовой функции, который для тока равен:
|
|
|
2 = lim |
1 |
T∫i2 (t )dt , |
|
||||||
I |
(9.6) |
|||||||||||
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
T →∞ T o |
|
|
|
|||||
а для напряжения |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
1 |
|
T |
(t) dt |
(9.7) |
||
|
|
|
2 = lim |
|
∫u2 |
|
||||||
|
U |
|
||||||||||
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
T →∞ T |
0 |
|
|
Средний квадрат шума – это постоянное число. Если средний квадрат тока умножить на сопротивление цепи (R), то произведение даст полную среднюю мощность шума: PП =I2 R. Если из полной средней мощности шума вычесть мощность постоянной составляющей Р0, то, очевидно, остаток будет равен мощности переменных составляющих Р~ шумовой функции: Р~ = PП - Р0. В целях упрощения обычно полагают, что шумовая функция не содержит постоянной составляющей.
Переменные составляющие шума измеряются среднеквадратическим (действующим) значением тока:

429
I Д = lim |
1 |
T∫i2 (t)dt |
(9.8) |
|
|||
T →∞ T 0 |
|
Среднеквадратическим (действующим) значением напряжения
|
|
1 |
T |
|
(t )dt . |
|
U Д |
= lim |
|
∫u |
2 |
(9.9) |
|
|
||||||
|
T →∞ T |
0 |
|
|
|
Узкополосный и широкополосный шумы.
Узкополосным называется шум, спектр мощности которого сосредоточен в сравнительно узкой полосе частот Δω =ω2 - ω1 около центральной (средней) частоты полосы ω0 =(ω2 - ω1)/2; при этом Δω/ω0 << 1 (рис.9.12).
Предположим, что спектральная плотность мощности шума равномерна в полосе Δω и равна S0 . Если узкополосный шум подать на электронный осциллограф с «памятью», включить однократную развертку с частотой ниже Δω, то можно наблюдать на экране почти синусоидальное колебание частоты ω ≈ ω0 , огибающая которого медленно флуктуирует. Чем уже полоса, тем медленнее флуктуирует огибающая. При полосе 2 – 5 Гц создается впечатление, будто бы наблюдается не шум, а «периодическое» колебание, как это показано на рис. 9.12 а. Такой вид имеет напряжение шума, например, на колебательном контуре высокой добротности, возбуждаемым колебаниями тока коллектора транзистора.
u(t)
t
а)
S(ω) |
Δω |
S0
ω
ω1 ω0 ω2
б)
Рис. 9.12

430
Колебательный контур раскачивается отдельными хаотическими толчками от коротких шумовых импульсов. При этом, чем уже его полоса пропускания, тем дольше продолжается переходной процесс, вызываемый каждым отдельным возмущением. В результате наложения друг на друга беспорядочных (во времени) переходных процессов в колебательном контуре напряжение на нем будет иметь вид колебания со случайной амплитудой и фазой.
На практике приходится иметь дело с широкополосным шумом. Его спектральная плотность мощности (рис.9.13) постоянна в широкой полосе частот. Здесь огибающая флуктуирует быстрее. Более определенно, широкополосными называются шумы, у которых ширина спектра мощности близка (порядку величины) к центральной частоте спектра. Идеальным примером широкополосного шума является «белый шум»,
спектральная плотность мощности которого, одинакова на всех частотах от 0 до ∞.
U(t)
а)
t
S(ω)
S0
б)
ω
Рис.9.13 ωВ
Важнейшей особенностью белого шума является то, что его значения, взятые в два сколь угодно близких момента времени будут некоррелированными. Белый шум – это крайняя идеализация шумовых функций. На практике он не осуществим, так как его средняя мощность равна бесконечности.

431
Нормальный, или гауссов шум.
Нормальным, или гауссовым шумом называют флуктуирующее электрическое колебание, мгновенные значения которого, взятые в любой точке на оси времени, характеризуется плотностью вероятности:
|
|
f (u)= |
1 |
|
ехр |
− |
(u−U |
)2 |
. |
(9.10.) |
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
||||||||||
|
|
|
U Д |
2π |
|
2 |
|
|
|
|
|
В этом выражении |
|
|
2U Д |
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
= М[u]= ∞∫uf (u)du , и |
D[u]= −∞∫(u−U |
)2 f (u)du =σ2 =U 2Д . (9.11) |
|||||||
U |
|||||||||||
|
|
−∞ |
|
|
|
−∞ |
|
|
Кривая нормального распределения изображена на рис. 4.1. Она симметрична относительно среднего значения. При изменении среднего значения кривая только сдвигается, а при увеличении дисперсии, наоборот, кривая становится круче. Дисперсия характеризует разброс возможных значений амплитуд колебаний вокруг среднего значения.
f(u)
1
U Д 2π
u
U
UД
Рис. 9.14.

432
Вероятность нахождения мгновенных значений нормального шума в пределах интервала ±ε определяется интегрирование функции распределения в данных пределах. Интегрирование дает:
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
P |
U −U Д <U (t)<U +U Д ≈ 0,68 |
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
P |
|
|
|
|
|
− 2U Д <U (t)<U |
+ 2U Д |
|
≈ 0,95 |
||||||
|
|
U |
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
P |
|
|
− 3U Д <U (t)<U |
|
|
|
|
≈ 0,997 |
|||||||
U |
+ 3U |
Д |
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Таким образом, 95% мгновенных значений шума сосредоточено на интервале
±UД по обе стороны от среднего значения, а на интервале ±3UД 99,7%.
Нормальный шум имеет большое значение в современной технике связи. Он генерируется многими элементами радиотехнических устройств: резисторами, транзисторами, диодами и т.п. Кроме того шумы с другими законами распределения после прохождения через линейные сравнительно узкополосные цепи, например фильтры и усилители, становятся нормальными.
Релеевский шум.
Релеевским называется стационарный шум, мгновенные значения которого в каждый данным момент времени подчиняются закону распределения Релея. Релеевский шум встречается во многих практических задачах. По этому закону распределены мгновенные значения огибающей нормального шума на выходе узкополосной избирательной системы. Эта огибающая может быть выделена на нагрузке линейного или квадратичного детектора огибающей. В радиолокации закон Релея описывает колебания амплитуд сигнала, отраженного от цели.
В радиосвязи напряженность поля сигнала, принимаемого посредством рассеяния от ионоферы или тропосферы, также колеблется по закону Релея, этим же законом можно описывать замирания сигнала на радиорелейных линиях.
Плотность вероятности огибающей узкополосного случайного процесса определяется выражением
|
U |
|
|
|
U |
|
|
U 2 |
|
|
|
f |
|
|
= |
|
|
еxp |
− |
|
|
|
(9.12) |
|
|
|
|
2 |
|||||||
|
|
|
|
U Д |
|
|
2U |
|
|
||
U Д |
|
|
|
Д |
|

433
В этом выражении U - мгновенное значение сигнала, а UД – действующее значение.
f(U/UД)
0,858
U/UД
0 |
0,5 |
1,0 |
1,5 |
2,0 |
0,707UД
Рис.9.15
Логарифмически нормальный шум.
Логарифмически нормальным законом иногда описывается характер изменения мгновенных значений огибающей напряженности поля атмосферных помех. Плотность вероятности для напряжения U помех в этом случае выражается следующей зависимостью:
f (U )= |
1 |
|
(logU −logU |
m |
)2 |
|
|
|
|
exp − |
|
|
|
, |
(9.13) |
||
2πσ 2U 2 |
2σ 2 |
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
где Um- срединное значение ( медиана U). f (U)- плотность вероятности, σ- стандартное отклонение log U, которое распределенонормально.
f(U) |
σ2 |
σ1
0 |
10 |
20 |
30 |
40 |
U |
Рис.9.16

434
Хаотические импульсные или пуссоновские шумы.
Существуют источники шума, которые работают прерывисто, дискретно во времени. Например, таковы помехи на выходе радиоприемника от системы зажигания двигателя. Если импульсы шума возникают не только независимо друг от друга, но при этом и не перекрываются по моменту появления на сколь угодно малом интервале времени, то число их m в любой фиксированный промежуток времени Т удовлетворяет распределению вероятности Пуассона. Это распределение математически представляется выражением:
F(m;T )= |
(nT )m |
e−nT |
(9.14) |
|
|||
|
m! |
|
Здесь F (m; T) – вероятность появления точно m импульсов за время Т, а n – среднее число импульсов, возникающих в единицу времени. Отличительной особенностью пуассоновких шумов является то, что образующие их импульсы случайны по времени появления, в то же время напряжение импульсов и длительности импульсов могут быть постоянными величинами. Эффективное значение напряжения импульсов, случайных по моментам появления, пропорционально корню квадратному из средней мощности. При большом количестве импульсов n в единицу времени распределение Пуассона близко к нормальному. Пуассоновские импульсные процессы применяются в исследовании помехоустойчивости импульсных систем связи.
Шум с равновероятным законом распределения амплитуд.
Этот вид шума возникает, когда аналоговые сигналы преобразуются в дискретную, или цифровую форму. Преобразование сопровождается появлением шума, плотность вероятности которого представлена на рис. 9.17.
f(u)
1/U
u
-Uo/2 |
Uo/2 |
Рис.9.17
435
Напряжение равновероятного шума сравнительно легко преобразуются нелинейным устройством в напряжение с любым другим законом распределения амплитуд.
9.9.3.Требования к первичным источникам шумов.
Основным узлом любого генератора шумов, является первичный источник шума. Под первичным источником шума понимается задающий шумящий генератор, выходное напряжение которого в последующих каскадах может усиливаться и преобразовываться по частоте. Источник шума следует выбирать соответственно назначению и требованиям, которые предъявляются к генератору шума в целом.
Общие требования, которым должен удовлетворять источник шума, следующие:
•Равномерная спектральная плотность мощности шума в заданном диапазоне частот
[обычно желательно, чтобы неравномерность была не больше ± (1 ÷2)%];
•Достаточно большое выходное напряжение (мощность) шума в заданной полосе частот. Вследствие этого значительно сокращается число промежуточных каскадов усиления;
•От источников СВЧ шумов требуется также равенство его выходного сопротивления волновому сопротивлению линии передачи;
•Неизменность и воспроизводимость характеристик шума во времени и при изменении внешних условий (температуры, давления, влажности);
•Взаимозаменяемость источников шума без необходимости перестройки всего генератора.
Всвязи с этими требованиями, очевидно, наиболее важными характеристиками источника шума являются:
•диапазон частот, в котором можно считать спектральную плотность мощности равномерной;
•спектральная, плотность мощности или же действующее значение напряжения в заданном диапазоне частот;
•воспроизводимость характеристик шума от одного экземпляра источника шума к другому и, следовательно, их взаимозаменяемость.
Установившейся классификации первичных источников шума не существует.
Поэтому при рассмотрении источники шума будем классифицировать как по источнику происхождения электрических шумов (тепловой шум, дробовой шум и т. д.), так и по прибору, генерирующему шум (тиратрон, стабилитрон и т.п.).
436
9.9.4.Тепловой шум.
Как известно, тепловой шум возникает из-за хаотического движения электронов. Движущийся заряд-электрон образует элементарный импульс электрического тока. Каждый элементарный импульс возникает независимо от другого импульса, а положение положительного и отрицательного импульса равновероятно. Поэтому в среднем число электронов, проходящих через поперечное сечение проводника слева направо и, наоборот, справа налево, будет равно нулю. Но для конкретного момента времени такого баланса нет.
Если полученные на экране осциллографа реализации шумов статистически обработать, то можно сделать следующие заключения о характере теплового шума.
•Постоянная составляющая тока равна нулю. Если бы это было не так, то должен преобладать ток одного какого-нибудь направления, но электрически цепь одного сопротивления разомкнута и никакого тока в ней нет. Это также следует из того, что движение электронов в металле совершенно хаотично и поэтому число электронов, проходящих через некоторое поперечное сечение за достаточно большой промежуток времени справа налево и наоборот, будет одинаково.
•Мгновенные значения тока распределены по нормальному закону.
Соответствие плотности вероятностей мгновенных значений тока нормальному закону распределения следует из известного обобщения центральной предельной теоремы статистики на случай электрических цепей. По этой теореме мгновенные значения шума, возникающего в электрической цепи, будет иметь нормальное распределение при выполнении следующих условий:
•шум слагается из весьма большого числа составляющих, среднеквадратичные значения каждой из которых в среднем сравнимы друг с другом и ни одна из них не обладает бесконечно большой мощностью;
•все составляющие статистически независимы;
•среднее значение процесса равно нулю (или некоторой конечной величине);
•так как тепловые шумы обусловлены хаотическим движением носителей тока, то они не зависят от материала при условии, что резистор изготовлен из однородного материала;
•тепловые шумы связаны с атомным строением вещества, с дискретной природой электрического тока.
Под воздействием электрического поля свободные электроны, движущиеся в
направлении действующей на них силы, будут ускоряться, а движение их в
437
противоположную сторону будет замедляться. В результате на хаотическое движение электронов накладывается упорядоченное смещение их вдоль электрического поля. Упорядоченное движение зарядов (дрейф или диффузия их) в одном направлении называется постоянным током. Однако воздействие электрического поля на каждый электрон может происходить только на длине свободного пробега, поэтому электрическое поле успевает за время между соударениями изменить скорость теплового движения и энергию электрона в самой ничтожной степени, хотя именно это изменение и является причиной тока. Независимость теплового шума от протекания тока как раз и объясняется тем, что скорость дрейфа электронов под воздействием электрического поля внешней э. д. с. очень мала по сравнению со скоростью теплового движения электронов. Это всегда верно для металлов и подтверждено экспериментально, но перестает быть справедливым для полупроводников, обладающих значительно большей подвижностью носителей, чем металлы (под подвижностью, как известно, понимается средняя добавочная скорость, приобретаемая носителем в электрическом поле, единичной напряженности). Вследствие этого у полупроводников скорость дрейфа носителей под воздействием ускоряющего электрического поля может достичь значений, сравнимых со скоростью теплового движения.
Шумы тонких металлических слоев и пленок, применяемых микроэлектронике, при постоянной температуре слоя проводника зависят oт величины протекающего тока.
Спектр мощности тепловoго шума. Опыт показывает, что спектр мощности теплового шума является весьма широким, с верхней границей в области частот 1013 – 10 14 Гц. Спектр мощности сплошной и равномерен до весьма высоких частот, как это и бывает характерно для хаотической последовательности перекрывающихся импульсов. Тепловой шум является в спектральном отношении является белым, а в вероятностном – нормальным.
Величина шума. Найквистом была найдена следующая простая формула для величины теплового шума резистора:
U Д2 = 4kTRdf |
(9.15) |
Номинальную мощность шума, выделяемую на другом идеальном (не шумящем) сопротивлении можно определить пологая, что сопротивление нагрузки согласовано с сопротивлением источника шума, т.е. имеется равенство сопротивлений источника и нагрузки. В этом случаеPН = Рмакс =U Д2 / 4R = kTdf , а номинальная спектральная
438
плотность Sн (f )= PН / df = kT . Как видно из последней формулы номинальная спектральная плотность шума не зависит от величины сопротивления и определяется температурой. В этом выражении k- постоянная Больцмана. При нормальной температуре Т0 = 2900 К интенсивность шума любых по сопротивлению резисторов одинакова и равна k Т0 ≈ 4 . 10 –21 [Вт/Гц]. По этой причине принято интенсивность шума характеризовать шумовой температурой.
В общем случае сопротивление резистора может быть функцией частоты, тогда величина тепловых шумов должна рассчитываться по формуле
f 2 |
|
U Д2 = 4kT ∫R(f )df , |
(9.16) |
f1 |
|
где f1 и f2 – соответственно нижняя и верхняя частоты полосы пропускания.
Если в полосе пропускания R(f)= R = соnst, т.е. coпротивление резистора не зависит от частоты, то
f2 |
|
U Д2 = 4kTR ∫df = 4kTRП |
(9.17) |
f1 |
|
здесь П = f2 – f1 – полоса пропускания. Когда пределы полосы пропускания точно не определены, то интегрирование должно выполняться от нуля до бесконечности. Например, источник сигнала с внутренним активным сопротивлением R (f) соединяется с нагрузкой через четырехполюсник, имеющий модуль коэффициента передачи |К(f)| . Очевидно, средний квадрат напряжения на его выходе будет равен:
∞ |
|
||||
U Д2 = 4kT ∫R(f ) |
|
K (f ) |
|
2 df |
(9.18) |
|
|
||||
|
|
|
|||
0 |
|
|
|
|
|
Формула среднего квадрата напряжения теплового шума (9.15) получена на основании лишь термодинамических соображений, поэтому она применима к любому пассивному устройству и системе. При этом устройства и системы должны находиться в тепловом равновесии, а их электрические характеристики должны выражаться полными (комплексными) сопротивлениями.
Так, например, формула (9.15) применима к акустическим системам (микрофонам и другим преобразователям), чувствительным электроизмерительным приборам, в частности гальванометрам, ко всем антенным устройствам и др.
9.9.5. Шумящий резистор - эталонный источник шума.
Экспериментальная проверка формулы Найквиста показала настолько
439
хорошее совпадение с расчетом, что тепловой шум резистора используется в качестве первичного эталона шумовой мощности и температуры в целом ряде ответственных измерений. При калибровке генератора шума на различных приборах нагретый или охлажденный резистор является основным эталоном шума. Резистор так же используется для калибровки более мощных и практически более удобных, чем тепловые – диодных, полупроводниковых, тиратронных и других генераторов шума. Тепловой шум резистора используется также при измерении коэффициента шума или шумовой температуры и др. Различают высокотемпературные и низкотемпературные эталонные источники или генераторы теплового шума. Их температуру удается либо рассчитать с большой степенью точности, либо аттестовать с небольшой погрешностью и затем поддерживать неизменной во время эксплуатации. Высокотемпературные генераторы теплового шума можно разделить
по элементу, генерирующему шум, на генераторы: 1) с пленочными |
объемными |
|
резисторами или поглощающими нагрузками и 2) с резисторами |
в |
виде |
накаляемой нити. По конструкции генераторы шума подразделяются на коаксиальные и волноводные.
Генератор шума обычно состоит из резистивного излучателя, линии передачи, термостата и устройства для автоматического поддержания постоянства температуры резистора. Резистивный излучатель либо делают в виде спирали из высокоомной проволоки, намотанной на керамике, либо напыляют в вакууме в виде тонкой пленки из материала, устойчивого к высокой температуре, например двуокиси олова или нитрида тантала, на стеклянную или керамическую подложку. Резистивный излучатель непосредственно связывается с коаксиальной линией передачи, имеющей волновое сопротивление 50 или 75 Ом, и служит ее нагрузкой; при этом должны быть приняты меры, обеспечивающие неотражающий переход от нагрузки к линии.
Излучатель должен равномерно нагреваться по всему объему, для того чтобы его температура была одинаковой, что гарантирует точность измерения температуры с помощью термопар имеющих непосредственный контакт с резистором. Нагрев осуществляется термоэлементами до температуры 500 ÷ 1 0000
К с погрешностью ± (5 ÷ 100) .
Разработаны и выпускались серийно радиопромышленностью высокотемпературные генераторы теплового шума, например типа Г2-26, Г2-27 и др. Номинальная шумовая температура генераторов равна 4600 С. Погрешность и
±0,05 дБ. К высокотемпературным источникам эталонного щума относятся также
440
приборы с нитями накаливания, например болометры и др. Болометры применяются в качестве эталонного источника шума на сверхвысоких частотах.
Болометр состоит из двух платиновых вводов и нити (чаще всего из вольфрама), натянутой между вводами. Диаметр нити 8 – 10 мкм, длина ее 14 ÷ З0 мм, сопротивление лежит в пределах 1 ÷ 250 Ом, допустимый ток от 10 мкА до 25 мА и потребляемая мощность от 0,1 до 100 мВт. Во время работы нить болометра нагревается постоянным током, а температура ее измеряется с помощью оптического пирометра. Болометр как источник шума чаще всего применяется в конструкции генератора шума на коаксиальной линии. Для этого его помещают в разрыв центрального проводника линии передачи.
9.9.6. Токовые шумы непроволочных резсторов.
Шумы реальных резисторов, применяемых в радиоаппаратостроении: углеродистых типа ВС, УЛМ, УЛИ, БЛГП, металлизированных типа МЛТ, МЛП, композиционных типа ТО, КЛМ, КЛВ и др. и пленочных нельзя рассчитывать по формуле (9.15). В зависимости от конструкции и технологии изготовления они могут оказаться значительно больше теплового шума, при этом наблюдается их сильная зависимость от напряжения, падающего на резисторе, и от силы тока, протекающего через него.
Сопротивление резистора само по себе является нелинейной функцией напряжения и тока. Необходимо отметить, что нелинейность обычных резисторов очень мала и ее трудно обнаружить простым графическим построением экспериментально полученной вольтамперной характеристики. Это делают с помощью высоко чувствительных селективных микровольтметров или специальных анализаторов гармоник. Нелинейность определяют по наличию напряжения третьей гармоники при подаче на резистор фиксированного напряжения основной частоты неискаженного синусоидального колебания. Было найдено, что нелинейность резистора хорошо аппроксимируется кубической зависимостью. Основным источником нелинейности резистора, считается, являются имеющиеся и возникающие вновь в материале резистора или резистивного слоя потенциальные барьеры, образующие n-р-переходы. Этим удается качественно объяснить наблюдаемую омическую нелинейность твердотельных и пленочных резисторов. Нелинейность резисторов в радиотехнических схемах может быть причиной шумовой модуляции сигнала; это явление может усиливаться вследствие образования в резисторах электрических дуговых микропробоев.
441
Повышенный уровень шумов твердых полупроводниковых и пленочных резисторов объясняется некоторыми особенностями их структуры и в связи с этим прохождения через них тока. За эти особенности шумы в непроволочных резисторов получили название «токовых шумов».
Средний квадрат полного сопротивления шума непроволочного резистора можно представить как сумму квадратов теплового и добавочного шума:
U Д2 =U Д2 |
.T .Ш +U Д2 |
. Д.Ш . |
(9.19) |
В свою очередь квадрат добавочного шума
U 2 |
= q |
U 2 |
, |
(9.20) |
Д. Д.Ш |
|
Д.Ш. Д.Т.Ш |
|
|
где qД.Ш - коэффициент добавочного шума, показывающий, насколько шум в
непроволочном резисторе с сопротивлением R больше, чем в проволочном такой же величины.
9.9.7. Дробовый шум.
Дробовый шум характерен для электровакуумных приборов и впервые был детально изучен применительно к электронной эмиссии с поверхности нити нагретого катода. Однако он имеет место и полупроводниковых приборах, где на него накладываются другие процессы, свойственные полупроводникам. Поэтому рассмотрим дробовый эффект на примере электронной лампы, где он проявляется в чистом виде.
В электронной лампе, например в диоде прямого накала, электроны под действием высокой температуры и притяжения со стороны анода вылетают из накаляемой нити, ускоряются под действием поля анода, пролетая через промежуток катод (нить накала) – анод, и наконец достигают анода. Вылет каждого электрона из катода в процессе термоэлектронной эмиссии можно считать независимым случайным, событием. Если в диоде не образуется объемный заряд, то все электроны, покинувшие катод, достигнут анода. Диод, как говорят, в этом случае работает в режиме насыщения. Будем далее иметь в виду этот случай работы диода. Перелет каждого электрона от катода к аноду во внешней цепи (анодной нагрузке) вызывает импульс анодного тока. Длительность импульса соответствует времени пробега электроном расстояния между катодом и анодом, а площадь под кривой импульса тока равняется заряду электрона е. Элементарные импульсы тока, поступающие на анод в единицу времени, доставляют с катода на последний заряд,
442
определяющий средний анодный ток лампы. Если он равен, скажем, 3 мА, то можно подсчитать среднее число электронов, поступающих на анод за одну секунду. Оно составляет 1016 электронов.
Для большинства электровакуммных диодов время пробега составляет примерно 10-9 сек. Число элементарных импульсов, появляющихся в анодном токе за это время при среднем токе 3 мА составляет 107 . Естественно, что при этих условиях импульсы накладываются друг на друга.
Форма импульсов должна быть экспоненциальной. Это соответствует случаю, когда нагрузкой диода является резистор, зашунтированный паразитной емкостью «анод-катод» диода и емкостью монтажа. Емкость быстро заряжается по приходу импульса, а затем медленно разряжается на резистор. Отклонения от среднего числа электронов обуславливают флуктуации или шумы анодного тока.
Спектральная плотность шумов анодного тока диода
|
|
|
A |
2 |
|
|
SI |
= 2eI |
|
|
|
(9.21) |
|
|
|
|||||
0 |
|
|
|
|||
|
|
|
Гц |
|
Из выражения видно, что с увеличением анодного тока увеличивается и шум. Спектр шума ограничивается сверху величиной обратной времени пробега электрона τп , т.е. 1/ τп ≈ 1/10-9 = 1000 МГц. Квадрат действующего значения шумового тока диода в полосе частот П= (f2 - f1) :
f 1 |
(f )df = 2eI0 П , |
|
I Д2 = ∫S1 |
(9.22) |
|
f2 |
|
|
где I0 в амперах, а П- в герцах.
Приведенные формулы справедливы только для диодов с катодом прямого накала и не применимы к диодам с оксидным катодом, шум которых в значительной степени обусловлен эффектом мерцания катода.
Газоразрядные трубки. Для генерирования шума на СВЧ применяются газоразрядные трубки, наполненные каким-либо инертным газом (аргоном, неоном или гелием) и размещенные в волноводной или коаксиальной линии передачи.
Экспериментально было установлено, что если газонаполнитель, давление, окружающая температура, размеры столба плазмы и разрядный ток остаются фиксированными от одного образца трубки к другому, то величина излучаемого шума на СВЧ практически постоянна и воспроизводима. Шумовая температура газоразрядного источника шума (в зависимости от используемого газа) может
443
колебаться от 11000 до 20000 К. Погрешность калибровки газоразрядного источника шума 0,1- 0,3 дБ. Частотный диапазон шумов, генерируемых газоразрядной трубкой, исключительно широк – вплоть до самых высоких частот, применяемых в настоящее время.
Полупроводниковые диоды.
Шумы полупроводниковых диодов при работе их в обычном режиме прямого тока (и обратного тока, но при небольших обратных напряжениях) обусловливаются дискретностью заряда его носителей, т. е. электронов и дырок (заряд дырки положителен и численно равен заряду электрона), и прерывностью эмиссии носителей заряда, т. е. случайностью их возникновения и уничтожения. Первая причина приводит к появлению дробового шума, обладающего сплошным энергетическим спектром, а вторая порождает полупроводниковый шум, который характеризуется падением спектральной плотности мощности обратно пропорционально частоте. Второй тип шума преобладает на низких частотах; обычно на частотах более 1 000 Гц он уже сильно уменьшается и остается толъко дробовой шум. Тепловой шум в полупроводниковых приборах играет меньшую роль, так как полупроводники имеют сравнительно большую подвижность носителей тока и скорость дрейфа последних (при наличии внешнего электрического поля) может быть значительно больше скорости теплового движения носителей тока. Очевидно, применимость в данном случае формулы Найквиста определяется величиною внешнего ускоряющего электрического поля. Например, с тепловым шумом при нормальной температуре можно не считаться при напряженностях электрического поля порядка 103 В/см в германии и 5. 103 В/см в кремнии. Заметим, что напряженность поля в области электронно-дырочного n-р-перехода может заметно превышать эти значения. По этой причине формула Найквиста мало применима для количественной характеристики шумов переходов в полупроводниках. Известно, что ток в диоде можно представить суммой двух токов - прямого и обратного. Составляющие тока можно считать статистически независимыми, так как прямой ток I1 определяется диффузией дырок, а обратный ток (- IЭ ) объясняется непрерывной генерацией в области с электронной проводимостью новых пар носителей, препятствующих указанной диффузии, т.е. причины, порождающие эти токи, совершенно различны.
Общий квадрат дробового тока
I Д2 = 2(I1 + 2IЭ )П. (9.23),
444
где П полоса пропускания.
Наиболее интенсивные шумы возникают в германиевом n-р переходе, имеющим обратное смещение и работающего в режиме лавинного пробоя. В литературе описан стабильный источник шума на германиевом лавинно-пролетном диоде, который имеет в метровом диапазоне волн шумовую температуру до 106 –107 К, а в коротковолновой части сантиметрового диапазона 105 – 106 К, причем шумовая температура источника регулируется изменением тока диода. Температурный коэффициент спектральной плотности мощности шума не превышает 0,02 дБ/град. Источник шума на лавинно-пролетном диоде допускает модуляцию импульсами микросекундной длительности. Полупроводниковые диоды в режиме туннельного пробоя также используются в качестве источников шума. В противоположность лавинному туннельный диод имеет небольшую спектральную плотность мощности шума, которую можно легко рассчитать, как и в случае электровакуумного шумового диода. В этом смысле туннелъный диод является калиброванным источником шума. Основной вклад в общий шум диода вносит компонента дробового шума (болъше 90%). Поэтому на достаточно высоких частотах составляющими полупроводникового и теплового шумов пренебрегают, не совершая при этом большой погрешности в расчете квадрата действующего значения шумового тока.
Пробой перехода – это явление резкого увеличения обратного тока его при достижении обратным напряжением определенной критической величины, называемой напряжением пробоя. Известны два типа электрического пробоя – туннельный и лавинный. Туннельный (или зенеровский) пробой аналогичен электростатической или автоэлектронной эмиссии электронов из металла под воздействием сильного электрического поля, создаваемого у его поверхности. Туннельный эффект характерен для диодов с узкой областью перехода и большой концентрацией примесей. Было показано, что при напряжениях пробоя меньше двух вольт причиной пробоя является электростатическая эмиссия.
Лавинный пробой обычно наступает при сравнительно высоком напряжении – более 7 В. Он происходит по поперечным каналам, в которых образуется микроплазма. У плоскопараллельных n-р-переходов микроплазма занимает всю поверхность перехода, и поэтому напряжение пробоя у диодов с такими типами переходов выше, чем в случае образования каналов с микроплазмой.
Итак, причиной высоких уровней шума диодов в режиме лавинного пробоя являются флуктуации микроплазмы, аналогичные флуктуациям плазмы в газоразрядных источниках шума. Уровень шума зависит от тока смещения диода;

445
распределение мгновенных значений шума близко к нормальному закону и также зависит от тока. В качестве источников шума обычно применяют стабилитроны, или опорные диоды, в режиме лавинного пробоя, либо специальные лавинные диоды. Стабилитроны обычно имеют среднее значение относительной шумовой температуры. Спектр шума в диапазоне от нескольких килогерц до 30 – 40 МГц имеет неравномерность ± 1,5 дб.
Лавинные диоды различаются по напряжению пробоя на диоды с напряжением пробоя менее и более 25 В. Это разделение диодов основано на различной зависимости шума на выходе от тока диода (см. рис.9.18.). На этом рисунке по оси абсцисс отложена величина тока диода IД, а по оси ординат относительная величина напряжения шума J. Абсолютный уровень шума у лавинных диодов с напряжением пробоя более 25 В примерно на 10 – 15 дБ больше чем у диодов с напряжением пробоя менее 25 В, и они более широкополосны. Температурная стабильность шума диода достаточно высокая. Температурный коэффициент относительной шумовой температуры примерно равен 0,04 дБ на градус Цельсия (при условии сохранения постоянства тока через переход диода).
J
1,0
Напряжение пробоя больше 25В
0,5
Напряжение
Рис. 14.4.
пробоя меньше25В
Iд
Рис. 9.18
Общий недостаток полупроводниковых диодов – источников шума – это отсутствие взаимозаменяемости. Чтобы удовлетворить этому требованию, диоды необходимо индивидуально подбирать по относительной шумовой температуре и рабочему току перехода. Преимуществами полупроводниковых диодов являются:
446
малое потребление, прочность, малые вес и размер. В диапазоне от нескольких единиц до нескольких тысяч мегагерц предпочтительнее применять полупроводниковые диоды в туннельном и лавинном режимах взамен шумовых диодов и газоразрядных трубок.
Кремниевый транзистор типа n-p-n, у которого база свободна, а выводы эмиттера и коллектора используются как электроды диода, может работать также в лавинном режиме, при этом получается достаточно однородный и сплошной энергетический спектр шума в диапазоне от нескольких килогерц до сотен мегагерц. Однако зависимость уровня шума от тока через переход более неравномерна, чем у лавинных диодов.
9.9.8 Особенности построения генераторов шума.
Обычно к генератору шума предъявляются следующие технические требования:
1)диапазон рабочих частот (он должен быть согласован с частотным диапазоном исследуемых систем);
2)спектральная плотность мощности шума;
3)закон распределения мгновенных значений шума;
4)выходное сопротивление генератора шума во включенном и выключенном состояниях (обычно требуется, чтобы они были равны, как, например, при измерении коэффициента шума);
5)возможность регулировки выходного сопротивления в заданных пределах, которая бывает необходима при измерении минимального коэффициента шума усилителя и иных четырехполюсников;
6)пределы регулировки уровня шума;
7)норма нестабильности уровня шума на выходе при изменении окружающих условий (температуры, влажности и т. д.) и питающих напряжений;
8)нормы погрешности калибровки уровня шума при заданном выходном сопротивлении.
Обычно удовлетворение требованиям пп. 1 и 2 не вызывает затруднений. Необходимый уровень шума всегда может быть получен, например, с помощью линейного усилителя. Конечно, надо стремиться к тому, чтобы усилитель был небольшим, а для этого первичный источник шума необходимо взять достаточно интенсивным. Практически трехили пятикаскадный усилитель вполне обеспечивает потребности измерительной техники.
447
Большинство источников дают шумы с нормальным законом распределения мгновенных значений, но они могут (в зависимости от режима работы) генерировать также и сильно искаженный гауссов шум (oграниченный, несимметричный относительно среднего значения и др.) или хаотические последовательности импульсов, временное положение которых близко к пуассоновскому закону. Для получения других законов распределения мгновенных значений шума приходится прибегать к нелинейным преобразованиям. Теоретически функциональный,
преобразователь всегда можно подобрать так, чтобы превратить нормальный шум в |
|
шум с любым другим законом распределения |
его мгновенных значений. |
Регулировку уровня шума производят обычным способом – либо на входе |
|
усилителя, либо непосредственно первичным |
источником шума. При жестких |
требованиях к стабильности уровня шума приходится вводить цепи автоматической
регулировки усиления и |
стабилизировать первичный источник шума. |
|
Удовлетворение |
требованиям пп. 4 |
и 5 является общей задачей |
конструирования прибора. Удовлетворение требованиям п. 8 – задача метрологическая.
Усилители шумов.
Усилители шумов отличаются от работы видеоусилителя прежде всего динамикой процессов. Если наблюдать на осциллографе напряжение шумов, прошедших, например, через эмиттерный повторитель, то можно заметить, что отдельные (самые большие) положительные и отрицательные всплески ограничиваются. Ограничение происходит вследствие того, что амплитудная характеристика эмиттерного повторителя имеет верхний и нижний загиб, которые обусловлены либо запиранием либо током насыщения. Кроме того, амплитудная характеристика эмиттерного повторителя несимметрична относительно нулевого напряжения. Вследствие этого положительные всплески проходят лучше, чем отрицательные, и oграничение больших всплесков, наблюдаемое на осциллографе, является несимметричным.
Коэффициенты амплитуды, т. е. отношения максимального значения к среднеквадратическому, для самых распространенных видов шума –нормального и релеевского – приведены в табл. 9.1. Как известно, для синусоидального колебания коэффициент амплитуды равен 1,4. Сравнивая последний с величинами табл. 9.1, видим, что шумы обладают заметно большим коэффициентом амплитуды.
Следовательно, наиболее существенное различие между обычным усилителем и

448
усилителем шума заключается в необходимости пропускать через него большие перепады положительных и отрицательных всплесков шумового напряжения. Поэтому основная задача при расчете усилителя напряжения шума заключается в том, чтобы правильно задать наибольшие мгновенные значения напряжения шума, и по ним подобрать подходящий усилительный элемент.
В случае нормального шума, строго говоря, всплески напряжения шума могут достигать иногда бесконечно больших значений, но вероятность их появления исчезающе мала. Так, вероятность того, что мгновенное значение шума превзойдет в 3 раза его эффективное значение, равна всего лишь 3%. Такое значение шума принимается обычно за максимальное. Подобное условие можно применять в работе с другими типами шумов, однако это не всегда оправдано. Например, в случае релеевского шума требуется пропустить через усилитель только положительные всплески. Естественно, будет правильнее вести расчет для конкретного вида шума.
Таблица 9.1.
Вероятность превышения |
Коэффициент амплитуды для шума |
|
всплеском шума действующего |
|
|
нормального |
релеевского |
|
значения |
|
|
|
|
|
10-1 |
1,645 |
1,517 |
|
|
|
10-2 |
2,576 |
2,146 |
10-3 |
3,291 |
2,558 |
|
|
|
10 -4 |
3,890 |
3,034 |
|
|
|
10-5 |
4,417 |
3,392 |
|
|
|
10-6 |
4,892 |
3,675 |
|
|
|
9.9.9. Стабилизация мощности шума.
Проблема стабилизации мощности или выходного напряжения в генераторах шума возникает в связи с нестабильностью их в первичных источниках, а также изменениями коэффициента усиления, параметров цепей формировання и напряжений источников питания. Например, в источнике с шумовым диодом мощность шума

449
сильно зависит от напряжения накала; в тиратронном источнике – от временного старения, и т. д. Стабилизация мощности шума должна решаться применением известных систем стабилизации заданного параметра. Последние можно разделить на две группы: параметрические системы и автоматические системы. В параметрических системах отсутствует петля обратной связи, которая характерна для автоматических систем регулирования; в параметрических системах (рис. 9.19.) шум от нестабильного источника пропускается через некоторый четырехполюсник, назначение которого состоит в том, чтобы поддерживать постоянной мощность шума на выходе. В линейных системах мощности на выходе и входе связаны прямо пропорциональной зависимостью. Они в принципе не в состоянии обеспечить постоянство выходной мощности.
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Нестабильный |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Регулирующий |
|
|
|
|
источник |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
четырехполюсник |
|
|
|
|
шума |
|
|
|
|
Выход |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
стабилизированного |
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
шума |
Рис. 9.19.
Следовательно, регулирующий четырехполюсник должен быть обязательно нелинейным.
Хорошие результаты можно получить при характеристике четырехполюсника, изображенной на рис. 9.20.
UВЫХ
UВХ
Рис.9.20
Этот четырехполюсник представляет собой двухсторонний симметричный ограничитель. Очевидно, что стабильность мощности на выходе ограничителя будет тем лучше, чем меньше относительный порог ограничения. Закон распределения
450
мгновенных значений шума на выходе ограничителя будет существенно отличаться от закона распределения на входе. В случае нормального шума для сохранения закона распределения шум с выхода ограничителя пропускают через узкополосный фильтр (полоса спектра на входе ограничителя в 5-10 раз больше полосы пропускания фильтра).
Из автоматических систем применяется система автоматической регулировки усиления (АРУ), которая может поддерживать постоянство среднеквадратического напряжения шума на нагрузке (на входе потребителя). Применение для этой цели распространенной схемы АРУ, часто применяемой в массовых радиоприемных устройствах, встречает затруднения, так как глубокая регулировка в ней возможна лишь при наличии в усилителе нелинейных элементов с переменной крутизной амплитудной характеристики, которые неизбежно искажают распределение мгновенных значений усиливаемого шума.
В связи с этим для рассматриваемых целей больше подходят схемы АРУ, в которых автоматически регулируется коэффициент ослабления аттенюатора или делителя напряжения, а не ток активного прибора (транзистора и т. д.). Эти схемы иногда называют системами пассивной АРУ. На не очень высоких частотах регулируемый аттенюатор или делитель напряжения, т. е. исполнительное устройство системы, выполняют на точечных диодах. Система АРУ на таком делителе может изменять усиление в пределах 20 – 30 дБ.
Для стабилизации напряжения шума пригодна только задержанная АРУ, которая, как известно, начинает функционировать тогда, когда напряжение шума на нагрузке начнет превышать заданную величину. Схема простой задержанной АРУ с применением задержки в цепи детектора мало эффективна в данном случае. В ней выпрямленное постоянное напряжение, которое управляет исполнительным устройством, плавно нарастает при увеличении эффективного значения шума, вследствие чего в статической характеристике регулирования отсутствует резкий излом. Поэтому обычно используют схемы усиленной АРУ.
9.9.10.Генераторы видеочастотного и высокочастотного шума.
Генераторы видеошума работают в диапазоне от 5 – 10 Гц до 6 – 10 МГц. Выполняются они чаще всего по схеме прямого усиления шума первичного источника, дополненной различными цепями формирования в виде фильтров пропускания нижних или высоких частот и т. п. Функциональная схема генератора изображена на рис. 9.21. Форма частотных характеристик фильтров формирования должна выбираться с учетом

451
распределения спектральной плотности мощности шума первичного источника (в целях коррекции ее неравномерности).
|
|
|
|
|
|
Преобразо- |
|
|
Фильтр |
|
|
||
Источник |
|
|
Полосовой |
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
ватель |
|
|
нижних |
|
|
|||
шума |
|
|
усилитель |
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
частоты |
|
|
частот |
|
Выход |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Гетеродин |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис.9.21
Интересным по выполнению является генератор видеошума с переносом спектра (рис. 9.21.). В этом случае первичным источником обычно служит шумовой диод, который дает высокочастотный шум, скажем, в полосе 60 до 70 Мгц; гетеродинированием эта полоса переносится в область нулевых частот, а затем системой фильтров и усилителей формируется заданный спектр видеошума.
9.9.11.Генераторы шума низких и инфракрасных частот.
Генераторы низкочастотного и инфранизкочастотного нормального шума
широко применяются в технике. Часто требуется, чтобы генератор давал равномерный спектр в диапазоне частот от нуля до 10 ÷ 20 Гц.
Известны следующие способы получения инфра- и низкочастотного шума:
1.Непосредственное получение его электроакустическим методом.
2.Перенос спектра методом фонограммы.
3.Перенос спектра шума в область низких частот методом гетеродинирования.
4.Преобразование спектра шума способом нелинейного преобразования широкополосного шума.
5.Комбинирование других типов шума.
Наибольшее распространение получил способ гетеродинирования. Сущность его пояснялась на рис.9.21. Широкополосный источник шума необходим для получения сигнала, подлежащего гетеродинированию, с равномерной спектральной плотностью. Таким источником обычно является резистор или шумовой диод.
Полосовой усилитель служит для усиления шума до уровня, обеспечивающего нормальную работу преобразователя частоты. Для этого напряжение на входе его должно лежать примерно в пределах 0,3 – 0,6 В. Кроме того, полосовой усилитель

452
необходим для фильтрации всех составляющих, лежащих вне полосы пропускания усилителей. Полоса пропускания полосового усилителя некритична, однако слишком узкой ее не делают для того, чтобы не усиливать требования к стабильности частоты гетеродина. Важно лишь, что бы спектральная характеристика усиливаемых шумов на выходе была равномерной.
Частота гетеродина выбирается такой, чтобы обеспечить перенос спектра шума в область частот, близких к нулю, как это показано на рис. 20.1.
Преобразователь частоты является нелинейным устройством.
|
а) |
Спектр источникашума |
||||
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Спектр |
|
fн |
|
б) |
полосового усилителя |
|||||
|
|
|
|
|||
в) |
Спектр гетеродина |
|||||
|
|
|
|
|||
|
|
|
||||
г) |
|
Спектр после преобразования |
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
д) |
Спектр |
выходена |
фильтра |
|||
|
|
|
|
|
|
f f
fв
f
f0
f
f0
f 2f0
f
Рис.9.22
Хорошо известно, что на его выходе образуется множество комбинационных частот. В результате преобразования спектра входного шума, получается ряд областей сгущений преобразованных частот. Составляющие одной из областей группируются вблизи нулевой частоты, а другие – около частот, кратных центральной частоте. Выделение составляющих шума, попавших в область нулевых частот, является конечной целью. Для этого шум с выхода преобразователя частоты подается на фильтр нижних частот, который задерживает все частоты выше некоторой граничной и
453
пропускает низкие. Частота гетеродина должна быть стабильной, так как иначе шум на выходе фильтра нижних частот будет нестационарным во времени. Для генерирования низкочастотного шума можно применить, кроме преобразавателя частоты, и другие устройства, преобразующие спектр шумов. Таким устройством может быть ограничитель.
Из ранее сказанного по поводу шума напомним, что последний, рассматривается как сумма очень большого числа малых синусоидальных колебаний с различными частотами и случайными, фазами. Когда шум ограничивается, то на выходе ограничителя спектр обогащается. Появляются шумы со спектрами, лежащими
вобласти, нулевых частот и в районе частот, кратных средней частоте входного, спектра. Спектральная полоса вблизи нулевой частоты получается результате биений, образующихся между составляющими спектра, близкими по частоте, при взаимодействии на нелинейном элементе.
Остальные полосы обусловлены первой, второй и высшими гармоническими составляющими входного спектра. Для получения низкочастотного шума используют спектральную полосу около нулевой частоты. Так как спектральная плотность мощности шума равномерна в заданной области частот, то спектральная плотность мощности биений также оказывается равномерной в широкой полосе частот вплоть до нулевой, т.е. постоянной составляющей.
Функциональная схема генератора шума с преобразованием спектра нелинейностью показана на рис.9.23, соответствующие спектральные диаграммы – на рис. 9.24. Из последнего рисунка видно, что спектр на выходе ограничителя получается почти равномерный на всех частотах ниже f/f0 < 10 –1. Следовательно, если необходимо получить равномерный спектр в полосе 0– 30 Гц, то на нелинейный элемент нужно подать шумовое напряжение, прошедшее через полосовой фильтр и содержащее в своем составе составляющие спектра в диапазоне 200 – 350 Гц. На выходе фильтра нижних частот получается напряжение шума с равномерной спектральной плотностью
вобласти 0 – 30 Гц. Если при этом подавать на ограничитель напряжение такой величины, что действующее значение его в несколько раз превышает установленный порог ограничения, то мощность узкополосного шума в этом случае не будет изменяться, т. е. полученное напряжение шума будет стационарным во времени даже в случае, если уровень шума на входе будет изменяться в небольших пределах. Практически описанный генератор шума получается по числу усилительных элементов и по настройке таким же, как источник шума с гетеродинированием спектра, с той лишь разницей, что напряжение на выходе его более стабильно. Нормальный шум в

454
области низких и инфранизких частот можно также получать, комбинируя напряжение шумов с иными законами распределения. Например, сумма двух релеевских шумов очень близка к нормальному шуму.
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Полосовой |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Нелинейный элемент |
|
|
||||
|
Источник |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
Усилитель |
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
фильтр |
|
|
|
|
|
|
|
|
(ограничитель) |
|
|
||||||
|
шума |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Выход шума |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Эмиттерный |
|
|
|
|
Фильтр |
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
повторитель |
|
|
|
|
НЧ |
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис. 9.23
а)
б)
Спектр после Спектр фильтра источника шума
0 |
|
|
|
fв |
|
fн |
|||||
|
f
|
Спектр после ограничителя |
0 |
|
|
f0 |
||
|
|
|
|
||||
в) |
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Спектр |
выходена |
фильтра |
0 10-3 |
10-2 |
10-1 |
f0 |
г) |
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
30 Гц |
|
f
f/f0
f
Рис.9.24
455
Глава 10. Методы и средства измерения параметров компонентов цепей.
10.1. Классификация методов и приборов для измерения параметров компонентов цепей с сосредоточенными постоянными.
Основными параметрами цепей с сосредоточенными постоянными являются емкость, индуктивность, взаимная индуктивность, активное сопротивление. Измерение параметров цепей занимает большой объем в общем комплексе измерений в технике связи, причем в зависимости от диапазона частот применяют различные методы. Активные сопротивления на постоянном токе, если не требуется высокой точности, как правило, измеряют омметром. При необходимости точных измерений используется мостовой метод. На низких и средних частотах широкое распространение получили мосты переменного тока. Их модификации с принятыми мерами для ослабления влияния на результат измерения паразитных параметров измерительной схемы позволяют производить измерения с несколько пониженной точностью на (частотах до 150... 200 МГц. На высоких частотах, когда резонансные свойства колебательных цепей сказываются весьма остро, обычно пользуются резонансными методами измерений.
В соответствии с ГОСТ в подгруппу приборов для измерения параметров компонентов и цепей с сосредоточенными постоянными входят следующие виды приборов: Е1 — меры, установки или приборы для поверки измерителей параметров компонентов цепей, Е2 — измерители полных сопротивлений и (или) полных проводимостей, ЕЗ — измерители индуктивности, Е4 — измерители добротности, Е6 — измерители сопротивлений, Е7 — измерители параметров универсальные, Е8 — измерители, емкостей[2,53].
10.2. Прямые измерения параметров компонентов цепей.
Как отмечалось ранее, прямыми называются измерения, при которых искомое значение величины находят непосредственно из опытных данных. Реализуются прямые измерения параметров компонентов и цепей с помощью метода непосредственной оценки (в омметрах) и метода сравнения с мерой (в мостовых аналоговых и цифровых приборах).
Измерение сопротивлений на постоянном токе методом непосредственной оценки. На рис. 10.1 показаны две разновидности схем омметров. Приборы состоят из источника питания Е, стрелочного прибора (обычно микроамперметр), добавочного резистора
455

456
и переменного калибровочного резистора RK. Схемы отличаются включением стрелочного прибора: в одной схеме он включен последовательно, а в другой параллельно измеряемому резистору.
При подключении измеряемого резистора Rx к зажимам прибора в цепи на рис. 10.1,а протекает ток i = E/(RK+Rx + Rnp + Ri +Rдоб), где Ri - сопротивление источника питания. Значение тока, а следовательно, и угол отклонения стрелки прибора зависят от Rx Чем больше Rx, тем меньше отклонение стрелки. Таким образом омметр, выполненный по данной схеме, имеет обратную шкалу, т. е. нулевому значению сопротивления измеряемого резистора соответствует крайняя правая отметка шкалы. В качестве источника тока обычно в омметрах используются сухие элементы. Уменьшение ЭДС источника питания приводит к изменению показаний прибора, поэтому в схеме предусматривается включение калибровочного резистора RK. Перед измерением прибор калибруют: замыкают переключатель и, изменяя RK, достигают нулевого показания прибора. Поскольку зависимость тока, протекающего через прибор, от измеряемого сопротивления нелинейна, нелинейна и шкала омметра. Схема, изображенная на рис. 10.1,а, обычно используется для измерения больших сопротивлений. Добавочное сопротивление включается в схемы для того, что бы при калибровке, когда ключ К замкнут не произошло короткого замыкания источника питания при крайнем правом положении движка потенциометра. Кроме того добавочное сопротивление позволяет изменять пределы измерений.
Для измерения малых сопротивлений используют схему на рис. 10.1,6. Прибор калибруют при разомкнутом переключателе, при этом весь ток протекает через прибор и угол отклонения стрелки оказывается максимальным. При подключении Rx часть тока ответвляется в параллельную цепь и угол отклонения уменьшается. Таким образом, шкала омметра оказывается прямой.
Rпр
E |
Rк |
Rдоб |
И К |
RX |
|
|
|||
|
|
а) |
|
|
|
|
|
К |
|
E |
Rк |
Rдоб |
|
RX |
|
И |
|
||
456 |
|
б) |
|
|
Рис.10.1

457
Рассмотренные схемы омметров являются простейшими. Промышленные приборы выполняются многопредельными, для чего в схему вводятся набор дополнительных резисторов, переключаемых при изменении предела измерения. Это позволяет уменьшить погрешность измерения и упрощает отсчет показаний.
Измерение больших сопротивлений (до 105 МОм) осуществляется мегомметрами
итераомметрами. Основные трудности, с которыми связано конструирование таких приборов, заключаются в необходимости применять высоковольтные источники питания
ивысококачественные изолирующие материалы. Работа этих приборов основана на измерении падения напряжения на образцовом резисторе, который вместе с измеряемым резистором образует делитель напряжения. Измерение напряжения осуществляется электронным вольтметром. Таким образом часто строятся многопредельные омметры. На рис. 10.2. представлена схема омметра, реализующая этот метод. Здесь образцовый и измеряемый резисторы включены последовательно. Сопротивления Rобр и Rx сравнивают, измеряя напряжения Ux и Uобр, создаваемые на них одним и тем же током. Так как отношение напряжений Ux / Uo6p=Rx / Ro6p, то отсчет сопротивления Rx может осуществляться по линейной шкале стрелочного прибора, которым может быть электронный вольтметр.
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Rобр |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
Uобр |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
||||
E |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
i |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
V |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
UX |
|
|
|
|
|
|
RX |
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис. 10.2
Измерение сопротивлений методом сравнения с мерой. На этом методе строят мостовые приборы и приборы, основанные на применении дискретного счета. Основным преимуществом этих приборов является сравнительно высокая точность измерений.
Мостовые приборы широко распространены для измерений активных сопротивлений, емкости, индуктивности, взаимной индуктивности и составляющих комплексных сопротивлений благодаря высокой точности.
457

458
Схема ординарного моста (на практике применяются и более сложные — двойные мосты) постоянного тока (рис. 10.3) содержит четыре резистора R1, R2, R3, R4, образующих четыре плеча. В одну из диагоналей мостовой схемы включен высокочувствительный гальванометр (идикатор нуля), в другую — источник питания схемы. Изменяя сопротивления плеч моста, можно добиться равенства потенциалов в точках А и В, а следовательно, отсутствия тока через гальванометр. Как известно, в этом случае:
R1R3= R2 R4 . |
(10.1) |
Состояние мостовой схемы, когда ток в цепи гальванометра отсутствует, называют балансом моста. Из соотношения (10.1), если принять R1 = RX, следует:
RX = (R2 / R3) R4 |
(10.2) |
Резистор R4, включенный в плечо, смежное по отношению к измеряемому, называют образцовым плечом сравнения. Он является основным элементом при определении сопротивления Rx и выполняется в промышленных приборах в виде высокоточного пятишестидекадного магазина сопротивлений Отношение сопротивлений R2 / R3 меняется скачкообразно с кратностью 10n. Это обеспечивает широкие пределы измерений.
Важным параметром мостовой схемы является ее чувствительность. Под чувствительностью в данном случае понимают минимальное относительное изменение измеряемого сопротивления R1 ,которое вызывает нарушение баланса схемы, регистрируемого гальванометром. Расчеты показывают, что чувствительность моcтовой схемы зависит не только от чувствительности применяемого гальванометра, но и от cопротивлений резисторов, входящих в
|
A |
|
A |
|
|
|
|
R1 |
R2 |
Z1 |
Z2 |
|
RГ |
|
RИ |
|
Г |
|
И |
R4 |
R3 |
Z4 |
Z3 |
|
|||
|
B |
|
B |
|
U |
|
~ |
|
|
|
|
|
Рис.10.3 |
|
Рис.10.4 |
458

459
состав его плеч. Для обеспечения высокой чувствительности сопротивления плеч моста целесообразно выбирать попарно равными. Часто используют равноплечий мост, т. е. мост, для которого R1=R2=R3= R4 Основная погрешность измерения сопротивления с помощью мостовой схемы определяется погрешностью выполнения образцовых резисторов, чувствительностью и числом декад, используемых в плече сравнения. Дополнительная погрешность возникает из-за температурных изменений, за счет сопротивления контактов и проводов, при помощи которых присоединяют измеряемый резистор к мосту.
Обычно для мостов постоянного тока задается класс точности δп, который характеризует погрешность сопротивлений плеч моста. Рекомендуется при уравновешивании задействовать все декады R4. Если этого нет, погрешность за счет недостаточного числа декад в плече сравнения находится как отношение половины сопротивления последней используемой декады к значению сопротивления плеча
сравнения, соответствующего равновесию моста: |
|
δДЕК = ( R4/R4)·100%: |
(10.3) |
Погрешность за счет конечного значения чувствительности моста определяется следующим соотношением:
δ |
чув |
= |
R4′ |
− R4′′ |
(10.4) |
|
|
R4′ |
+ R4′′ |
|
|
|
|
|
|
|
где R4′— значение сопротивления плеча сравнения, соответствующее отклонению стрелки на свою толщину от состояния равновесия; R4" значение сопротивления плеча сравнения, соответствующее отклонению стрелки на свою толщину в сторону,
противоположную отклонению из-за подключения R4′. Суммарная погрешность моста определяется соотношением:
δ∑ = δп2 +δдек2 +δчув2
(10.5)
459

460
Погрешность промышленных образцов мостов постоянного тока лежит в пределах от 0,05... 1%.
Измерительный мост переменного тока (рис. 10.4) отличается от рассмотренного тем, что в нем используется источник переменного тока и сопротивления его плеч являются комплексными. Индикатор баланса также рассчитан на переменный ток. Можно в качестве индикатора использовать вольтметр, рассчитанный на переменный ток или головные телефоны. Обычно полагают Z1
неизвестным и подлежащим определению. Баланс моста соответствует условию
Z1 Z3 = Z2 Z4
(10.6)
или в показательной форме:
|
Z1 |
|
e jϕ1 |
|
Z3 |
|
e jϕ3 = |
|
Z2 |
|
e jϕ2 |
|
Z4 |
|
e jϕ4 |
. |
(10.7) |
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||
Из соотношений следует, что для баланса моста необходимо, что бы |
: |
|||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
Z1 |
|
|
|
Z3 |
|
|
|
= |
|
Z2 |
|
|
|
Z4 |
|
; |
|
|
(10.8) |
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||
|
ϕ1 |
+ϕ3 |
|
= ϕ2 |
|
+ϕ4 . |
(10.9) |
|
|
Эти соотношения накладывают определенные ограничения на выбор характера сопротивлений отдельных плеч моста. Например, при измерении емкости без потерь в схеме, изображенной на рис. 10.5,а, не может быть выполнено условие (10.9). Для обеспечения баланса моста схема должна быть построена, как показано на риc.10.5,б или в.
Если считать, что неизвестным является Z1 , т. е. Z1 = Z X , a Z4 является образцовым Z4 = Zобр , то, как следует из (10.6),
|
|
|
|
|
Z2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
ZX |
|
|
Zобр |
(10.10) |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
= |
Z3 |
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
образцовое сопротивление |
|
обр включено в |
|
||||||||
Мосты, |
в которых |
Z |
смежное с |
||||||||||
|
сопротивлением |
|
X |
|
|
||||||||
неизвестным |
Z |
плечо моста, называют мостами |
отношения |
460

461
вспомогательных плеч. Мосты, в которых образцовое сопротивление Zобр включено в
плечо, противоположное по отношению к неизвестному сопротивлению Z X называются мостами произведения вспомогательных плеч или мостами проводимостей. Для них справедливо соотношение:
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Z |
4 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
Z |
X |
= |
|
|
|
|
|
Z |
2 |
= Z |
2 |
Z |
Y |
||||||||||
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
4 обр . |
|||||||
|
|
|
|
Zобр |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(10.11)
На практике для измерения активной и реактивной составляющих комплексного сопротивления удобно обеспечить раздельный отсчет этих составляющих. Под раздельным отсчетом подразумевается такой режим, при котором активный и реактивный регулируемые элементы образцового сопротивления при балансе моста определяют соответственно только одну составляющую измеряемого комплексного сопротивления. Тогда один из регулируемых элементов моста позволит отсчитывать активную, а другой - реактивную составляющие измеряемого сопротивления.
Для мостов отношения вспомогательных плеч имеем:
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Z2 |
Z2 |
(Rобр + jxобр ). |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
Z X |
= |
Z3 |
|
Zобр = |
Z3 |
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Сx |
A |
Сx |
A |
|
A |
|
R |
R |
Сx |
R |
||
|
|
|||||
|
|
Rи |
|
Rи |
|
Rи |
|
|
И |
|
И |
|
И |
R |
|
С |
R |
L |
С |
R |
|
B |
|
||||
|
|
|
B |
|
B |
U~ |
U~ |
U~ |
а) |
б) |
в) |
|
||
|
Рис.10.5 |
|
Так как отношение сопротивлений вспомогательных плеч в общем случае
461
|
|
462 |
комплексное число, то |
|
|
Z2/Z3 = α+jβ. |
(10.12) |
|
Тогда, учитывая (10.10) и (10.12), получаем: |
|
|
|
RX + j Хх = (αRобр-βХобр) + j (α Xобр + β Rобр), |
|
следовательно, |
|
|
|
RX = αRобр—βXобр, Хх = αXобр+βRобр |
(10.13) |
Из этих соотношений следует, что в общем случае мы не получаем раздельного отсчета: Rх и Хх определяются как активной (Rобр) ,так и реактивной (Хобр) составляющимиобразцовогосопротивленияZo6p.
Для раздельного отсчета составляющих сопротивления Zx на соотношения (10.13) необходимо наложить условия: либо α= 0, либо β=0. Если α=0, то Rx= - βXобр, а Хх=βRобр. Таким образом активная составляющая Rx будет определяться только через Хобр, а реактивная Хх — только через Rобр.
Как следует из (10.12), для этого необходимо, чтобы отношение вспомогательных сопротивлений Z2/Z3 было чисто мнимой величиной, или:
φ2-φз=±π/2. (10.14).
Если β= 0, то Rх = αRобр, а Хх=аХобр. В этом случае необходимо, чтобы отношение сопротивлений вспомогательных плеч было чисто вещественной величиной, или
(10.15)
Аналогично можно доказать, что для мостов произведения вспомогательных плеч требование раздельного отсчета приведет к необходимости выполнения условий:
φ2+φ4=±π/2. (10.16)
или
φ2+φ4=0. (10.17).
Требование раздельного отсчета и необходимость соблюдения обоих условий баланса положены в основу выбора параметров плеч мостовых схем в промышленных приборах. Из условий (10.8), (10.9) следует, что напряжение питания мостовой схемы должно быть синусоидальным. В противном случае эти условия, выполняемые для основной частоты напряжения питания, могут оказаться невыполненными для частот гармоник и напряжение на диагонали индикатора при балансе не будет равно нулю, а лишь пройдет через минимум. Чтобы ослабить
462
463
влияние гармоник на точность индикации баланса моста, в цепи индикатора используют избирательные усилители. В качестве индикатора обычно применяют устройства, подобные электронным вольтметрам.
Погрешность измерительных мостов переменного тока содержит следующие основные составляющие: погрешность за счет ограниченной чувствительности мостовой схемы, погрешность за счет неточности параметров схемных элементов моста (сопротивлений плеч), погрешность за счет паразитных емкостей и индуктивностей, имеющихся в схеме.
На высоких частотах основную роль играют паразитные емкостные связи элементов моста между собой, с источником питающего напряжения, измеряемым объектом и др. Их влияние сильно возрастает по мере повышения частоты. Все это приводит к тому, что баланс моста получается неустойчивым, так как внешнее воздействие (например, приближение или удаление экспериментатора) влияет на паразитные емкости и поэтому повторные измерения одной и той же величины дают различные результаты. Одним из способов ослабления паразитных емкостных связей является экранирование элементов моста. Однако эта мера расширяет верхнюю границу рабочих частот всего до нескольких десятков килогерц. Обычные четырехплечие мосты переменного тока в указанных границах диапазона частот имеют погрешность порядка 0,5... 1%.
В промышленной измерительной аппаратуре широко распространены дифференциальные трансформаторные мостовые схемы. В этих измерительных мостах (рис. 10.7) для измерения составляющих комплексных сопротивлений используют свойства цепей с сильной индуктивной связью, при которой отношения напряжений и токов, действующих в цепях, строго определяются отношением чисел витков обмоток трансформаторов. В схеме рис. 10.6 обмотки n1 и п2 трансформатора Тр1 включенысогласно: обмоткиn3 ип4 трансформатора Tp2 - встречно.
Условие равновесия мостовой схемы (Uвых= 0) выполняется в том случае, если
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
n |
|
|
1 |
|
|
|
|
n |
|
|
|
1 |
|
|
|||||||||
I |
n = I |
|
n |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||
обр |
, но I |
X |
= E |
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
, а I |
обр |
= Е |
|
2 |
|
|
|
|
|
|
. |
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||
|
|
X 3 |
4 |
|
|
|
|
|
n |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
n |
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Z X |
|
|
|
|
Zобр |
|||||||||||||||||
Поэтому: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
X = |
|
|
обр |
n1 |
|
|
n3 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
Z |
Z |
|
|
|
|
|
|
|
|
. |
|
|
|
|
|
|
|
( 10.18) |
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
n2 |
n4 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Таким образом, условия равновесия моста определяются стабильными и не зависящими от внешних факторов отношениями чисел витков. Если создать цепи с
463

464
возможностью раздельного изменения чисел витков трансформаторов для активной и реактивной составляющих образцового сопротивления Zобр , то может быть обеспечен раздельный отсчет активной и реактивной составляющих измеряемого сопротивления Z X . На основе мостовых схем промышленность выпускает ряд приборов для измерения сопротивления, емкости и индуктивности на нескольких частотах. В последнее время для измерения параметров компонентов начали ис-
Тр1 |
|
ZX |
Тр2 |
|
|
n1 |
Ix |
n3 |
|
|
|
Uвых |
||
|
|
Iобр |
||
n |
n2 |
n4 |
||
|
Zобр
Рис.10.6
пользовать трансформаторные мостовые схемы, в которых значение измеряемого комплексного сопротивления предварительно преобразуют с помощью операционного усилителя в напряжение, подаваемое затем в цепь измерительного моста. Операционные усилители обеспечивают высокую защищенность схемы от паразитных влияний, а трансформаторные плечи позволяют получить высокие метрологические характеристики. Погрешность таких промышленных приборов лежит в пределах десятых долей процента.
Цифровые методы измерения параметров компонентов и цепей. В основу цифровых приборов положены различные принципы измерения. Наиболее распространены приборы мостового типа с поразрядным кодированием с предварительным преобразованием сопротивления в пропорциональное ему напряжение; с время-импульсным преобразованием.
На рис. 10.7 изображена схема цифрового моста для измерения активных сопротивлений. К диагонали моста CD подключен источник постоянного напряжения. Для уравновешенного моста справедливо соотношение RXR2 =R1R3, откуда измеряемое сопротивление RX = R3 R1/ R2.
В диагональ моста АВ включен нуль-орган, вырабатывающий сигналы для
464

465
автоматического подбора образцовых сопротивлений R1и R2. Первое из которых (R1) обеспечивает автоматический выбор пределов измерения сопротивления Rx, а второе (R2) определяет измеряемое сопротивление Rx. Выбранная последовательность включения образцовых сопротивлений обусловлена кодом. В цифровых мостах чаще всего используют код 2421, т. е. сначала включают образцовое сопротивление «весом» 2, затем 4, затем 2 и, наконец, 1. При переходе от старшей декады к младшей сопротивления образцовых резисторов уменьшаются в 110 раз (0,2— 0,4—0,2—0,1 и далее 0,02—0,04—0,02—0,01). На этапе измерения сопротивления Rx в плечо R2 включают последовательно во времени четыре группы сопротивлений, обеспечивая 4-значный отсчет сопротивления Rx.
|
c |
Измерительный блок |
|
R1 |
R2 |
|
|
|
в |
|
|
а |
|
|
|
RX |
R3 |
|
|
|
|
|
|
|
д |
|
|
|
Нуль- |
Блок |
Блок цифрового |
|
орган |
управления |
отсчета |
Блок |
|
|
|
питания |
|
|
|
|
Рис.10.7 |
|
Компенсация моста фиксируется нуль-органом.
Последовательность циклов работы цифрового моста обеспечивается блоком управления. С помощью этого блока сначала выбирают необходимый предел измерения (сопротивление R1), затем подбирают образцовые сопротивления R2 и в последнем такте с блока управления подают сигналы на дешифратор, преобразующий измерительную информацию (определяемую сопротивлениями R2), в десятичный четырехразрядный код. Этим обеспечивается цифровой отсчет измеряемого сопротивления.
Описанный принцип измерения позволяет реализовать универсальные цифровые приборы для измерения R, С и L. Погрешность таких приборов определяется следующими основными составляющими: погрешностью дискретности и аппаратурной погрешностью (точностью изготовления резисторов плеч моста, их стабильностью,
465

466
качеством коммутирующих узлов, погрешностью за счет конечного значения порога чувствительности нуль-органа).
В промышленной измерительной аппаратуре широко распространены цифровые измерители активных сопротивлений, в которых измеряемое сопротивление предварительно преобразуется в пропорциональное ему напряжение с последующим измерением этого напряжения цифровым прибором. Иначе говоря, такой измеритель состоит из преобразователя сопротивление-напряжение и цифрового вольтметра.
Принцип преобразования поясняет рис. 10.8,а, где Uобр - стабильный источник питания схемы, Rобр — образцовое сопротивление. Напряжение, действующее на измеряемом сопротивлении RX, несет информацию о значении этого сопротивления. Однако в данном простейшем случае не будет линейного преобразования сопротивления в напряжение, так как с изменением Rx будет меняться не только напряжение на нем, но и общий ток Iобр, протекающий через делитель Rобр, Rx Поэтому функция преобразованияUx=(Rx/Rобр)Uo6p(1+δ) будет нелинейной. В этой формуле коэффициент δ = -R/(Ro6p+Rx) указывает на степень отклонения функции преобразования от линейного закона. Значительная нелинейность преобразования рассматриваемой схемы исключает возможность ее применения в цифровых приборах для измерения Rx с приемлемой для практики точностью. Используя в схемах преобразователей, построенных по методу вольтметра-амперметра, операционные усилители, можно практически исключить отмеченный недостаток за счет обеспечения постоянства тока Iобр при изменении Rx. Одна из распространенных схем преобразователя показана на рис10.8,б.
|
|
Iобр |
|
|
Rобр |
Rобр |
|
Rx |
|
|
|
Uобр |
|
Uобр |
|
|
|
Rx |
Ux |
Uвых |
|
||
|
|
|
|
|
|
|
б) |
|
|
|
|
|
|
а) |
|
|
|||
|
|
|
Рис.10.8
Измеряемое сопротивление Rx включается в цепь отрицательной обратной связи операционного усилителя. При условии, что входное сопротивление операционного усилителя велико, коэффициент передачи такой схемы.
466
467
|
Uвых |
= − |
KRx |
= |
RX |
(10.20) |
|
Rобр + RX + KRобр |
(Rобр + RX )/ K + Rобр |
||||
|
Uобр |
|
|
Когда коэффициент усиления операционного усилителя К→∞ (практически достаточноиметьК= 500... 1000), (10.20) принимаетследующий вид:
|
|
|
R |
X |
|
|
U |
|
= − |
|
U |
|
|
|
R |
|
|
|||
|
вых |
|
|
|
обр |
|
|
|
|
обр |
|
Следовательно, при постоянных Rобр и Uобр выходное напряжение схемы линейно зависит от измеряемого сопротивления Rx.
Погрешность приборов, построенных на основе рассмотренного метода, зависит от погрешности Rобр и нестабильности Uобр и лежит в пределах 1 ...2%.
В цифровых приборах, основанных на время-импульсном преобразовании, измеряемый параметр преобразуется во временной интервал и затем измеряется методом дискретного счета. Упрощенная схема такого прибора для измерения емкости изображена на рис 10.9. Вначале управляющая схема включает ключ К и к цепи Rобр, Сх прикладывается напряжение Uобр (Ro6p — образцовое сопротивление, Uобр — высокостабильное напряжение). Одновременно управляющая схема включает временной селектор и на cчетчик начинают поступать импульсы с кварцевого генератора. Под действием напряжения Uобр потенциал конденсатора Сх возрастает по закону UCx = Uобр [ 1 - ехр(- t/t)], где τ = RобрCx. Спустя время t = τ, напряжение, поступающее на нуль-орган с конденсатора Сх, U'Cх= Uобр [ 1 — ехр( — 1)] =0,632 Uобр, сравняетсяс напряжением, поступающим на второй вход нуль-органа с делителя R1, R2 (U1 = 0,632 Uобр). Нуль-орган выдаст импульс на управляющую схему, которая разомкнет ключ. Подача импульсов на счетчик прекратится. В результате на счетчик поступают п = fгt = fгτ= fгRo6pCx импульсовсчетавтечениевремениt= τ. Следовательно:
СX= n / fгRобр. |
(10.21) |
Таким образом, при постоянных Rобр и частоте колебаний кварцевого генератора fг емкость Сх определяется числом импульсов п. По окончании цикла измерения информации со счетчика поступает на устройство цифрового отсчета. Выбирая разные значения Ro6p и частоты fг, можно изменять пределы измерения Сх.
Источниками погрешностей измерений являются: нестабильность частоты fг, погрешность дискретности, инструментальная погрешность (определяемая стабильностью и точностью образцовых элементов), нестабильность источника
467

468
питания Uобр.
|
|
Uобр |
Пуск |
К |
|
|
|
R1 |
Устройство |
Стоп |
|
Rобр |
|
|
управления |
Нуль-орган |
|
|
||
|
|
|
|
CX |
|
R2 0,63Uобр
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Выкл. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
Пуск |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Временной |
|
|
|
|
|
|
|
|
Устройство |
|
|||||||
|
|
Генератор |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Счетчик |
|
|
|
цифрового |
|
||||||||
|
|
импульсов |
|
|
|
|
селектор |
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
отсчета |
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис.10.9
Источниками погрешностей измерений являются: нестабильность частоты fг, погрешность дискретности, инструментальная погрешность (определяемая стабильностью и точностью образцовых элементов), нестабильность источника питания Uобр.
Из (10.21) следует, что тот же прибор можно использовать и для измерения сопротивления. Для этого достаточно вместо Сх включить образцовый конденсатор, а вместо Rобр - измеряемый резистор Rx. В этом случае сопротивление резистора определится из формулы Rx = n/fГCобр. Для измерения индуктивности Lx измеряемую катушку следует включить вместо Rобр (рис. 10.9), а Rобр включить вместо конденсатора СX. В этом случае, после замыкания ключа K напряжение на Rобр будет нарастать по экспоненте с постоянной времени τ=Lx/Rобр. В момент t = τ число импульсов, зафиксированное счетчиком, будет равно n = fГ τ = fГ Lx / Rобр, откуда Lx=nRобр / fГ. При постоянныхRобр иfг индуктивностьбудетопределяться числом импульсов п.
10.3. Косвенные измерения параметров компонентов цепей
Косвенные измерения параметров компонентов и цепей обычно выполняют
468

469
методом вольтметра — амперметра и резонансным методом.
Метод вольтметра — амперметра. Этот метод основан на раздельном измерении как постоянного, так и переменного тока, протекающего в цепи измеряемого сопротивления, и напряжения на его зажимах (рис. 10.10,а). Метод вольтметра — амперметра целесообразно применять на низких частотах для измерения индуктивности и емкости и на постоянном токе для измерения сопротивления. Включив в схему на рис. 10.10,а в качестве двухполюсника Z конденсатор, находим его емкостное сопротивление Хс= 1/ωСх=Uс/I откуда емкость Cx=1/ωUc. Здесь: ω = 2πf — круговая частота источника питания схемы. Если включить катушку индуктивности, то можно определить ее индуктивное сопротивление XL=ωLx = UL/I и индуктивность L = U/ωI.
|
I |
|
|
IА |
|
|
А |
|
|
I |
|
|
|
А |
|
||
|
|
|
|
|
|
~ |
U V |
Z |
IV |
V |
RX |
|
|
|
|
||
|
а) |
|
б) |
|
|
UА
А
|
V UV RX |
|
|
U |
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
г)
Рис.10.10
Для метода вольтметра — амперметра характерна систематическая погрешность. При включении приборов так, как показано на рис. 10.10,б, IV и I и, следовательно, измеренное сопротивление R=U/(U/Rx+U/Rv)=Rx/(1+Rx/Rv) отличается от Rх.
Здесь RV -сопротивление вольтметра. Относительная систематическая погрешность в процентах определяется соотношением:
δ = |
R − RX |
100 = − |
RX / RV |
|
100, |
||||
R |
X |
1 + R |
X |
/ R |
|||||
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
V |
|
из которого видно, что методическая погрешность возникает из-за конечного значения сопротивления Rv. При RV →∞, δ→0. Если Rv задано, то для уменьшения погрешности важно выполнить условие Rx< Rv, т. е. с помощью схемы рис. 9.10,б целесообразно
469

470
измерять малые сопротивления. Исключить систематическую погрешность можно,
вычислив RX =R/(1+R/RV).
В схеме на рис. 10.10, в погрешность возникает из-за того, что вольтметр показывает сумму напряжений U на Rx и UA на амперметре. В этом случае (U+UА)/IA=(IA RX
+ IА RА)/IА =Rх+ RA. Относительная погрешность δ = [(R-RX)/RX] • 100 = •
100, откуда следует, что данную схему предпочтительнее использовать для измерения
больших сопротивлений, когда Методическую погрешность можно
устранить, если известна RA. Для этого достаточно из результата наблюдения вычесть значение RA, которое в данном случае является поправкой. Метод вольтметраамперметра является типичным примером косвенных измерений. При оценке погрешностей после исключения систематических составляющих следует воспользоваться соотношениями, приведенными в 2.1.1.
Пример. Косвенным методом измерено сопротивление R. Уравнение косвенного измерения имеет вид R=U/I. Число измерений в серии 50. Получены следующие результаты: U = 40,2±0,8 В; р=0,95; I= 56,3±1,2 А; р = 0,95. Коэффициент корреляции результатов наблюдений rUI =0. Найти результат измерения.
В соответствии с (2.19) для вычисления частных погрешностей необходимо определить производные ∂R/dU и ∂R/∂I и средние квадратические отклонения σU и σI.
Частные производные равны ∂R/∂U=1/I и ∂R/∂I = —R/I. Учитывая, что число наблюдений 50, воспользуемся таблицей интеграла вероятностей, из которого следует, что вероятности 0,95 соответствует ε=2σ. Из условий задачи следует что εU=0,8 и εI = l,2.Таким образом, σu=εU/tu=0,8/2=0,4; σI =
εI /tI= 1,2/2 = 0,6. Частные погрешности равны (∂R/∂U)σu =(1/I) |
σu |
=0,4/56,3 |
||
=7,1·10-3 , |
|
|
|
|
(∂R/∂I) σI=-(U/I2) σI=-(U/I2) σI=(-40,2/56,32)·0,6=-7,6·10-3. |
|
|
||
Оценка R равна |
~ |
~ ~ |
что |
коэффициенты |
R |
=U / I = 40,2/56,3 = 0,72 Ом. Учитывая, |
корреляции rUI = О, среднее квадратическое отклонение а результата измерения R найдем по формуле:
|
|
∂R |
2 |
2 |
|
∂R |
2 |
2 |
|
1 |
2 |
|
U 2 |
2 |
|
(7,1 |
2 |
+7,6 |
2 |
) 10 |
−6 |
= 10 |
−2 |
||
σ = |
|
|
|
|
σU |
+ |
|
|
σI |
= |
|
σU |
+ |
|
|
σI |
= |
|
|
|
|
||||
|
|
|
I 2 |
|
I 4 |
|
|
|
|
||||||||||||||||
|
|
∂U |
|
|
|
∂I |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Задаваясь доверительной вероятностью р = 0,95, имеем εR =2σ. Результат косвенного измерения с указанием его достоверности:
470

471
R=0.72±0,02 Ом; p=0,95.
Резонансный метод измерения параметров компонентов и цепей. Резонансный метод широко используют для измерения на низких и высоких частотах параметров линейных двухполюсников: индуктивности, емкости, добротности контуров и катушек индуктивности, тангенса угла потерь конденсаторов. Исследуемый двухполюсник подключают к образцовому конденсатору или образцовой катушке индуктивности, образуя колебательный контур. Применяются две разновидности этого метода. Первая из них основана на явлении резонанса, т. е. резком возрастании амплитуды вынужденных колебаний в контуре, состоящем из катушки индуктивности и конденсатора, и зависимости резонансной частоты от значений емкости и индуктивности. Это пассивный вариант метода.
Во втором случае контур служит частично задающей цепью автогенератора и используется зависимость частоты автоколебаний от реактивных параметров контура. Этот активный вариант метода обычно называют генераторным. При таком методе колебательный контур может иметь существенно более низкую резонансную частоту, поскольку от контура не требуется высокой добротности (активное сопротивление контура компенсируется отрицательным сопротивлением, вносимым цепью обратнойсвязи). Это позволяет измерять большие емкости и индуктивности, чем в первом варианте. Отрицательной стороной генераторного метода является невозможность измерять активное сопротивление.
|
|
|
Lобр |
|
|
|
C1 |
|
|
Генератор |
|
|
Lx |
Cобр |
высокой |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
частоты |
V1 |
C2 |
CX |
V2 |
Рис.10.11
Пассивный вариант метода реализуется большей частью с помощью прибора,
471

472
именуемого измерителем добротности или куметром (рис. 10.11). Прибор содержит градуированный генератор плавно регулируемой высокой частоты, колебательный контур составленный из образцового конденсатора переменной емкости и образцовой катушки индуктивности, делитель напряжения, образованный конденсаторами постоянной емкости C1 и С2 и связывающий генератор с колебательным контуром, и два электронных (рис.10.11) вольтметра, один из которых V1 измеряет напряжение на выходе генератора, а второй V2-нa образцовом конденсаторе (Q- вольтметр).
Куметр снабжен комплектом образцовых катушек индуктивности, подключаемых к клеммам Lx и позволяющих получить с образцовым конденсатором любую резонансную частоту в пределах частотного диапазона прибора. Кроме того имеются две клеммы, обозначенные Сх, позволяющие включить параллельно образцовому конденсатору измеряемый двухполюсник.
Вольтметр V1 имеет на шкале черту, соответствующую номинальному значению напряжения е, вводимому последовательно в контур. Шкала вольтметра V2 проградуирована в значениях добротности контура, что основано на соотношении E = Qe, где Е напряжение на емкости контура, Q - добротность, е - последовательно введенное в контур напряжение.
Куметр с диапазоном частот от 50 кГц до 35 МГц снабжен образцовым конденсатором, емкость которого может изменяться от 25 пФ до 450 пФ.
Конденсатор С2 влияет на резонансную частоту наряду с образцовым конденсатором. Это влияние можно учесть, введя эквивалентную емкость Сэ=СобрС2/(Собр+ С2). Тогда для резонансной частоты получаем
ωр2 = |
1 |
, |
(10.22) |
|
LэффСЭ |
||||
|
|
|
Для измерения индуктивности катушку включают в контур куметра к клеммам LX вместо Lобр и, установив требуемую частоту генератора, настраивают контур в резонанс, изменяя емкость образцового конденсатора. Индуктивность вычисляется по формуле (10.22). При этом получается эффективная индуктивность, отличающаяся от действительной из-за неучтенной собственной емкости С0 катушки. Эта емкость складывается из емкостей между отдельными витками обмотки и считается включенной между ее концами.
На частотеω0 = 1 LC0 , называемой собственной частотой, в катушке
472

473
возникает резонанс индуктивности с собственной емкостью. На этой частоте катушка обладает чисто активным сопротивлением. На частотах, выше собственной, ее сопротивление емкостное. На частоте ω «ωо эквивалентную схему катушки можно представить последовательным соединением эффективной индуктивности Lэфф и активного сопротивления Rэфф. Эти параметры можно выразить через действительные значения индуктивности и активного сопротивления формулами:
Lэфф ≈ |
|
L |
|
; |
rэфф ≈ |
|
|
|
r |
|
, |
(10.23) |
|
ω |
2 |
|
|
|
ω2 |
2 |
|||||
|
|
|
|
|
|
1 |
− |
|
|
|
||
|
|
|
|
|||||||||
|
1− |
ω0 |
|
|
|
2 |
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
ω0 |
|
|
которые показывают, что оба эффективных значения больше действительных. Собственную емкость катушки можно найти из результатов двух настроек
контура на разные частоты: ω1 = |
|
|
1 |
|
|
; ω2 = |
|
1 |
, |
|||||
|
L(С |
Э1 |
+ С |
0 |
) |
L(C |
Э2 |
+ С ) |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
||||
Откуда: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
С0 |
= |
(ω22СЭ2 |
−ω12СЭ1 ) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
(ω12 |
−ω22 ) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Дляудобства вычислений можно положить ω1=2 ω2, тогда:
С0=(СЭ2-4СЭ1)/3.
Теперь можно определить значение индуктивности, свободное от влияния собственной емкости катушки:
L = ω2 (C 1 + С )
2 Э2 0
(10.24)
Пренебрегая потерями в образцовом конденсаторе, для тока в контуре и для напряжения на конденсаторе при резонансе можно записать: I = е/rэфф; Е=е/ωрСэrэфф. Кроме того, 1/ωрСэ = ωрLэфф. Отсюда получим выражение для добротности:
Q = |
E |
= |
1 |
= |
ωp Lэфф |
. (10.25) |
|
e |
ωpCЭrэфф |
rэфф |
|||||
|
|
|
|
473

474
Учитывая исключительно малые потери образцового конденсатора куметра, измеренное значение добротности контура можно считать одновременно и добротностью катушки.
При измерении добротности произвольного контура его катушка индуктивности подключается к клеммам Lx, а конденсатор — к клеммам Сх куметра. Образцовый конденсатор устанавливается на минимальную емкость и производится настройка в резонанс изменением частоты генератора. Добротность отсчитывается по шкале вольтметра V2, проградуированной в единицах добротности. Измерение происходит на частоте, более низкой, чем резонансная частота измеряемого контура, поскольку параллельно емкости контура включена емкость образцового конденсатора. Полагая сопротивление контура одинаковым на обоих частотах, можно показать, что измеренное значение добротности получилось заниженным. Обозначим параметры измеряемого контура через LK, Ск, rк. Тогда егодобротность:
Q = |
ρ |
= |
LK / CK |
. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
к |
rк |
|
rK |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
При наличии образцового конденсатора Q1 |
= |
LK /(CK |
+Cобр ) |
|||||
|
|
.Отсюда |
||||||
rK |
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
QK = Q1 1 + Cобр /CK .
(10.26)
Последняя формула позволяет получить более точное значение измеряемой добротности, если известна емкость конденсатора контура Ск.
С помощью куметра можно измерить активную и реактивную составляющие сопротивления или проводимости любого линейного двухполюсника. К клеммам Lx подключают одну из образцовых катушек индуктивности. Контур куметра настраивают в резонанс на требуемой частоте и отсчитывают значения емкости Cобр1 образцового конденсатора и добротности Q1 контура. Затем исследуемый двухполюсник подключают к контуру одним из двух способов: параллельно образцовому конденсатору или последовательно с катушкой, и контур вторично настраивают в резонанс на той же частоте, изменяя емкость образцового конденсатора. Отсчитывают новые значения емкости Собр2 и добротностиQ2.
Способ включения двухполюсника зависит от модуля его сопротивления. Если последний меньше характеристического сопротивления контура, то двухполюсник включают последовательно с катушкой, в противном случае — параллельно
474

475
конденсатору.
Полное сопротивление последовательно включенного двухполюсника:
|
|
|
|
1 |
|
|
1 |
|
1 |
|
|
1 |
|
1 |
|
|
1 |
|
|
|||
Z ПОСЛ |
= |
|
|
− |
|
+ j |
|
|
− |
|
|
(10.27) |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
ω Q |
C |
обр2 |
|
Q C |
обр1 |
|
|
ω C |
обр2 |
|
С |
обр1 |
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
Полное сопротивление и полная проводимость параллельно включенного
двухполюсника: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
Q1Q2 |
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|||||
Z ПАР = |
|
|
|
|
|
+ j |
ω(C |
|
) |
, |
||||||||||
ωC |
обр1 |
(Q −Q |
) |
обр2 |
−С |
обр1 |
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
(10.28) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
1 |
|
|
+ jω(Cобр1 |
−Собр2 ). |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
− |
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
Q |
|
||||||||||||
YПАР = ωСобр1 Q |
2 |
|
|
|
||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
(10.29) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рассмотрим частные случаи.
При измерении сопротивления резистора малого значения он включается последовательно с катушкой. При отсутствии у резистора реактивности резонансная настройка сохраняется (Собр1=Собр2), но уменьшается добротность: Q2<Q1. Из(10.27) получим
|
1 |
|
1 |
|
1 |
|
|
|||
R = |
|
− |
|
(10.30) |
||||||
ωC |
|
|
|
Q |
||||||
обр1 |
Q |
2 |
. |
|||||||
|
|
|
|
|
1 |
|
|
Наличие реактивности индуктивного характера потребует уменьшения емкости конденсатора при второй настройке (Cобр1> >Собр2). В результате в соответствии с (10.27) мнимая часть будет положительна. При емкостной реактивности резистора Cобр1< Собр2 и мнимая часть отрицательна.
Резистор с большим сопротивлением включают параллельно конденсатору. При отсутствии реактивности из (10.28) получим
R = |
1 |
|
Q1Q2 |
|
(10.31) |
|
ωC |
обр1 |
|
Q −Q |
2 |
||
|
|
1 |
|
При измерении емкости конденсатор, емкость которого меньше разности Собр.макс- Cобр.мин, включают параллельно образцовому конденсатору. Первоначальную настройку контура (без измеряемого конденсатора) производят при емкости образцового конденсатора, удовлетворяющей соотношению:
475
476
(Cобр1-Cобр мин) >CX. Для второй резонансной настройки емкость образцового конденсатора необходимо уменьшить на значение измеряемой емкости. Получаем
Сх=Собр1—Собр2.
Добротность при включении измеряемого конденсатора уменьшается, поскольку потери в последнем обычно больше, чем в образцовом. Формула (10.29) представляет эти потери в виде эквивалентной активной проводимости.
Конденсатор, емкость которого Сх>(Собр макс—Собр мин), должен включаться последовательно с катушкой. Из (10.27) для измеряемойемкостиполучаем:
Cx = Cобр1Co6p2/(Cобр1-Cобр2).
Чтобы погрешность знаменателя была того же порядка, что и погрешность отсчета входящих в него емкостей, разность последних должна быть максимальной. Это будет при Собр2 = Собр макс. С этой точки зрения желательно вначале настроить в резонанс контур с включенным измеряемым конденсатором и максимальной емкостью образцового конденсатора изменением частоты генератора, а затем при той же частоте настроить контур без измеряемого конденсатора, уменьшая емкость образцового конденсатора до значения Cобр1.
Индуктивность измеряемой катушки может быть слишком мала или слишком велика для включения вместо образцовой (резонансная частота выходит за пределы частотного диапазона генератора). В этом случае в куметр включают одну из образцовых катушек, а измеряемую в зависимости от индуктивности включают последовательно с образцовой катушкой (малая индуктивность) или параллельно образцовому конденсатору (большая индуктивность). В первом случае вычисление производится по формуле (10.27), а во втором - по формуле (10.28).
Если измеряемая катушка индуктивности может быть включена вместо образцовой, результат измерения находят по формуле Lx = l/ω2(Co6p + Co), где Собр емкость куметра, С0 собственная емкость катушки.
Существует несколько источников погрешности измерения куметром: -погрешность градуировки образцового конденсатора (около 1%); -погрешность частотной градуировки генератора (около 1%); -погрешность установки выходного напряжения генератора и погрешность
вольтметра V2 (около 5%);
-неточность настройки в резонанс (около 0,5% по частоте и около 1% по емкости).
При некоторых измерениях погрешность определяется только частью этих
476
477
источников. Наименьшая погрешность имеет место при измерении емкости конденсатора, включенного параллельно, так как здесь проявляются только первый и четвертый источники (около 2%). Несколько больше погрешность при измерении индуктивности катушки (при любом включении), поскольку здесь добавляется погрешность определения частоты генератора (около 4%). Такого же порядка погрешность можно ожидать при измерении емкости последовательно включенного конденсатора. Большая погрешность имеет место при измерении добротности (около 5%). Еще большая погрешность может быть при определении активных частей полных сопротивлений двухполюсников, потери которых малы и поэтому слабо влияют на добротность контура.
Куметры позволяют измерять практически все параметры двухполюсников. Однако непосредственный отсчет возможен только при измерении добротности и сравнительно узкого диапазона, значений индуктивности на нескольких фиксированных частотах. В остальных случаях измерения являются косвенными. Расчет погрешности измерений может быть выполнен с помощью формулы (2.24). В качестве примера произведем расчет погрешности измерения индуктивности.
Пример. Определить предел абсолютной и относительной погрешности из-
мерения индуктивности косвенным методом на основе соотношения |
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||||
Lx = 1/ω2(Собр+ С0). |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
Из формулы (2.13) имеем: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
L |
X |
= |
∂LX |
|
ω + |
|
∂LX |
|
С |
обр |
+ |
∂LX |
C |
o |
, |
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
∂Собр |
|
|||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
∂ω |
|
|
|
|
|
∂C0 |
|
|
|||||||||||
где Δω, |
Собр и |
С0 – абсолютные систематические погрешности ω, Собр, С0. |
||||||||||||||||||||||||||||||||
|
Частные производные равны: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
∂LX |
|
|
1 |
|
|
|
∂LX |
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
∂LX |
|
1 |
|
|
|
||||||||||
|
|
= − |
|
|
|
; ∂ω |
= − |
|
|
|
; |
|
= − |
|
|
. |
||||||||||||||||||
|
∂Cобр |
ω2 (Собр + С0 )2 |
ω3 (Cобр + С0 ) |
∂C0 |
ω2 (Cобр +С0 )2 |
|||||||||||||||||||||||||||||
Предел абсолютной погрешности измерения |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||
|
LX |
|
|
|
|
|
− 2 |
|
|
|
1 |
|
|
( |
Собр + |
|
С0 ). |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
= |
|
ω − |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||
|
ω3 (Cобр + С0 ) |
ω2 (Собр + С0 ) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||
Предел относительной погрешности измерения |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||
|
LX |
= − |
|
|
2 |
|
|
ω − |
|
|
1 |
|
|
|
( |
Собр |
+ |
С0 ). |
|
|
|
|||||||||||||
|
L |
ω3 |
(Cобр + С0 )L |
ω2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
(Cобр + С0 )2 L |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
При резонансе L(Cобр+С0)=1/ω2 , следовательно, окончательно имеем
477

478
δL = |
L |
= −2 |
ω |
− |
Cобр |
− |
С0 |
|
. |
L |
ω |
Собр + С0 |
Собр + |
|
|||||
|
|
|
|
С0 |
Генераторный вариант резонансного метода. Обычно для реализации этого варианта применяется схема, изображенная на рис. 10.12. Она содержит два одинаковых генератора, в колебательных контурах которых имеются катушки с равными индуктивностями.
Контур генератора 2 содержит образцовый конденсатор постоянной емкости и небольшой подстроечный конденсатор, с помощью которого устанавливается первоначальное равенство частот обоих генераторов. Контур генератора 1 содержит три образцовых конденсатора: постоянной емкости С1обр, переменной емкости C2o6p и ступенчато измеряемой емкости С3обр. Емкость последнего конденсатора может изменяться от нуля ступенями, равными максимальному изменению емкости переменного конденсатора. В начале любого измерения емкости конденсаторов C2o6p и С3обр устанавливаются равными нулю.
Равенство частот генераторов индицируется по нулевым биениям с помощью телефона или по визуальному индикатору.
С3обр |
|
|
С2обр |
Генератор |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
высокой |
|
|
L1обр |
|
|
С1обр |
частоты |
|
|
|
|
1 |
|
|
||
|
|
|
|
|
||
|
|
L2обр |
|
Смеси- |
Усили- |
Индика- |
|
|
|
тель |
тель |
тор |
|
|
|
|
|
|||
CX |
|
|
|
Генератор |
|
|
LXLX |
|
|
высокой |
|
|
|
|
|
|
частоты |
|
|
|
|
|
|
С4обр |
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис.10.12
Измеряемая катушка индуктивности включается в контур генератора 2 последовательно с катушкой контура. После этого увеличивают емкость переменного конденсатора C1обр до достижения равенства (частот обоих генераторов. Тогда имеет место равенство: (C3обр+ C1обр)L1обр = C4обр(L2обр + LX). Поскольку из начального равенства частот следует C3обрL1обр=C4обрL2обр,, получаем
LX =L1обр C1обр /C4обр |
(10.32) |
478
479
Таким образом, измеряемая индуктивность пропорциональна емкости образцового переменного конденсатора. Для расширения пределов измерения индуктивности оба генератора выполняются с несколькими частотными поддиапазонами, переключение которых сопровождается сменой катушек индуктивности в контурах, Переходу на соседний диапазон соответствует 10-кратное изменение индуктивности, а следовательно, такое же изменение коэффициента пропорциональности в формуле (10.32).
При измерении емкости конденсатор включается параллельно конденсатору контура генератора 2. Последующее равенство частот достигается увеличением емкости образцовых конденсаторов C1обр и С2обр в контуре генератора 1. Аналогично предыдущему можно получить выражение для измеряемой емкости:
СX= С1обр L1обр/ L2обр,
из которого видно, что может иметь место погрешность за счет неточного равенства индуктивностей в контурах. Эта погрешность устраняется включением измеряемого конденсатора в контур генератора 1, но при этом невозможно измерять емкости, большие начальной емкости контура. Измерение производится в одном частотном диапазоне.
Можно указать следующие источники погрешности в генераторном варианте резонансного метода:
-погрешность отсчета емкости образцовых конденсаторов; различие в индуктивности одновременно включенных контурных катушек генераторов;
-неточное равенство частот генераторов.
Наибольшую роль играет первый источник — обусловленная им погрешность присутствует во всех измерениях (около 0,5%). Второй источник вносит погрешность только при измерении емкости. Эта погрешность зависит от качества изготовления катушек и может составлять 0,1 ...0,2%.
Погрешность от третьего источника еще меньше и ее практически можно не учитывать.
В электронно-счетном измерителе добротности контура используется явление уменьшения во времени амплитуды свободных колебаний в контуре, при которых для напряжения на конденсаторе можно написать:
ис = U1exp (—rt/2 L) cos ωc t,
479

480
где U1- амплитуд а колебаний в момент T = 0, ωс = ωP 1 −1/ 4Q 2 -частота свободных колебаний; ωР — резонансная частота контура; r- активное сопротивление, a Q — его добротность. Учитывая, что:
r = r C / L = ωP , 2L 2
LC 2Q
ипренебрегая различием между ωр и ωс, получаем: uc = exp − ωP t cosωP t .
2Q
В момент t = QTp амплитуда свободных колебаний уменьшается до
U2=U1exp( — π). Это означает, что счет числа периодов свободных колебаний в течение времени, за которое их амплитуда уменьшается в ехр π; раз, позволяет найти значение добротности.
Схема прибора изображена на рис. 10.13. Для фиксации начальной амплитуды свободных колебаний конденсатор контура, отключенный от катушки
|
1 |
|
Ограни- |
Формирова- |
Счетчик и |
|
2 |
читель |
тель |
устройство |
|
|
|
|
|
|
цифр. отсчета |
|
Ее-π |
С |
Ее-π |
|
|
Е |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
L |
|
а) |
|
UC E
Ее-π
б) |
t |
Рис.10.13
480

481
индуктивности, предварительно заряжется до напряжения Е от источника постоянного напряжения. В, момент t=0 конденсатор контура отсоединяется от источника и подсоединяется к катушке. При этом U1=E. Поступление импульсов на счетчик прекращается, когда амплитуда свободных колебаний станет меньше напряжения Eехр(—π), снимаемого с делителя.
В таком измерителе добротности имеются следующие источники погрешности: -нестабильность порога ограничения; -нестабильность коэффициента передачи делителя напряжения; -сопротивление замкнутого контакта переключателя; -погрешность дискретности;
-зависимость частоты свободных колебаний от добротности; -входное сопротивление ограничителя.
Вторым источником можно пренебречь по сравнению с первым, поскольку стабильность линейной цепи может быть существенно выше стабильности нелинейной цепи, а пятым источником можно пренебречь по сравнению с четвертым. Погрешности, обусловленные остальными источниками, можно оценить следующим образом.
Относительная погрешность от нестабильности порога ограничения:
Q = − ln(1 −δ ), Q π
где δ -относительная нестабильность порога ограничения.
Относительная погрешность от сопротивления rк замкнутого контакта переключателя и входного сопротивления RBX ограничителя:
Q |
= − |
r |
Q |
= − |
ρ2 |
||
Q |
K |
; |
Q |
|
, |
||
|
|
||||||
|
r |
|
rRвх |
где r - последовательное сопротивление измеряемого контура, а ρ— его характеристическое сопротивление.
Наконец, относительная погрешность дискретности:
δД=1/Q
В заключение следует отметить, что электронно-счетный измеритель добротности не является универсальным прибором, поскольку не позволяет измерять другие параметры контура.
481