Усилитель мощности нч на основе оу.

Техническое задание:

1.Рассчитать УНЧ по постоянному и переменному току.

2.Определить ожидаемую выходную мощность.

3. Выбрать элементы схемы.

Нам дано:

Напряжение питания, Uп ±27 В

Сопротивление нагрузки, Rн 6 Oм

Входное сопротивление усилителя, Rвх 1000 КОм

Амплитуда входного напряжения усилителя, Uвх 250 мВ

Нижняя граничная частота, Fн 0.1 КГц

Верхняя граничная частота, Fв 18 КГц

Температура окружающей среды, град. C -20÷50

Разброс коэффициента усиления, Коу ±5 % Расчет усилителя мощности.

Методику расчета усилителя мощности низкой частоты рассмотрим на примере универсальной схемы.

Структура содержит предварительный усилитель на микросхеме DA1 (интегральный операционный усилитель с дифференциальным высокоомным входом, с большим коэффициентом усиления). Далее следует двухтактный «умощнитель», верхнее плечо (VT1-VT2-VT3-VT4) которого отрабатывает положительные полупериоды сигнала; нижнее плечо такой же структуры, но с транзисторами (VT5-VT6-VT7-VT8), комплементарными верхним, активно в основном в отрицательные полупериоды (режим АВ). Оба плеча «умощнителя» работают на общую нагрузку . Отсюда же снимается сигнал общей обратной связи выход усилителя- инвертирующий вход DA1 (цепочка R12-C2-R11-C1), определяющий важнейшие параметры усилителя. Большую роль играют местные обратные связи (R2/R6/R9; R3/R7; R4/R8). Усилитель питается от двуполярного источника с заземленной средней точкой. Операционный усилитель требуется аналогичный и более низковольтный источник питания (гасящие резисторы R14, R15; стабилитроны VD1, VD2).

Порядок расчёта.

Выходную мощность рассчитаем по формуле:

,

где

= -5В, = 27 – 5 = 22В

Амплитуда тока выходных транзисторов и нагрузки

Минимальная величина среднего тока, потребляемого от источника питания в каждом плече в режиме заданной выходной мощности :

.

Мощность, потребляемая от источника:

Максимальное напряжение питания :

Следовательно, источник питания имеет относительно земли два плеча:

,

Запас по напряжению = - = 27 – 22 = 5В согласуется с

=+

Мощность рассеяния на каждом из транзисторов VT4 и VT8 в выходном каскаде при полной заданной мощности в нагрузке

Из этой мощности на каждом из транзисторов VT4 и VT8 выделяется половина несколько меньшей мощности, т.к. часть её (до 5 %) поглощают эмиттерные резисторы

Выбор транзисторов выходного каскада VT4 и VT8 производится с учётом следующих условий:

Просматривая в справочнике эксплуатационные данные мощных транзисторов, видим что нашим предельным значениям могут удовлетворять лишь транзисторы КТ818В - КТ819В.

Выписываем остальные важные для нас параметры:

U_{кэ min}= U_{кэ нас}=2В (≤4В)

T_{п max}≤398К

Итак, для выходного каскада выбраны КТ818В в качестве VT4 и КТ819В - VТ8.

Далее оцениваем их начальный ток коллектора (эмиттера) с учетом

,

где

Выбираем с запасом .

Находим величину резистора в эмиттере VT4 (VT8)

принимаем .

Максимальная расчетная мощность резисторов

Выбор транзисторов VT3 (VT4) - зеркальных относительно VT7(VT8) некритичен, так как они используются в диодном включении. Подойдут транзисторы с допустимым током эмиттера в (3 - 5) раз меньшим, чем у транзисторов VT4 (VT8), с минимальным рабочим напряжением (и стоимостью соответственно). Принимаем VT3 - КТ816А, VT7— КТ817А. Мощность рассеяния на этих транзисторах невелика, так как, выделяется тепло только на эмиттерном переходе

Транзисторы VT3 (VT7) нужно размещать на радиаторе (используя изолирующую прокладку) вблизи транзисторов VT4 (VT8) из условий оптимальной работы токового зеркала VT3, VT4 и VT7, VT8 по температуре.

Для резистора R3 = R7 получим

Рекомендуется выбирать в статике коэффициент зеркала К3 =. Чем он меньше, тем стабильнее зеркало, но тем хуже коэффициент передачи. Для R3 (и R7) оценка:

Принимаем 13 Ом ± 5%. Максимальная мощность этого резистора рас­считывается после нахождения амплитуды тока эмиттера VT3 (VT7) при больших сигналах (динамика)

Амплитуда тока транзистора VT2 (и VT6) равна:

Мощность рассеяния транзисторов VT2 (VT6) оценивается по:

Рассчитаем сопротивление резистора R2 = R6.

Для этого следует задаться амплитудой напряжения U_moy, которая сни­мается с выхода ОУ. Ограничиваем (с целью улучшения динамики ОУ) эту амплитуду U_moy не более 46 В. Универсальные ОУ имеют макси­мум U_mвых по крайней мере с двойным запасом (1012 В). Оцениваем последовательно: амплитуду возбуждения баз выходных транзисторов VT4 (VT8)

,

где берём 0,7 ÷1В.

Задаваясь амплитудой выходного напряжения умощнителя U_mвыхоу = 5В, оценим необходимые рабочие точки транзисторов VT2 и VT1. Находим амплитуду тока базы VT2.

Предположим, что =40

Находим величину резистора RI (R5) из соображений обеспечения ам­плитуды при закрывании VT1 максимальной амплитудой U_mвыхоу

С некоторым запасом (VT1 не должен закрываться до нуля) принимаем

R1 = R5 =2,2 кОм ± 5%. Мощность резистора. Берется резистор 1 Вт. Теперь можем найти ток покоя транзистора VT1

В статике этот ток должен задавать принятый нами ток. Следовательно, коэффициент передачи первого зеркала

,

что и должно быть при выбранной схеме зеркала (с эмиттерными резисторами R2 (R6)). Сопротивление резистора,

Принимаем R2 = R6 = 5,6 Ом ± 5%; 0,125 Вт.

Уточняем необходимую амплитуду напряжения на входе умощнителя U_mBx1

,

что вполне согласуется с оговоренной величиной выходного на­пряжения ОУ (1012 В). Сопротивление резистора R9 = 1 Ом является стандартной величиной, применяемой в RC - цепочке (R9\C5) коррек­ции усилителя методом «грубой силы». Этот резистор (R9<<Rн) допол­нительно нагружает выход умощнителя на нерабочих (f>>F_в) высоких частотах, предотвращая возможность достижения критической величи­ны усиления, достаточной для возбуждения автоколебаний за полосой пропускания на ВЧ. С этой же целью емкость конденсатора С5 выбрана малой (0,11 мкФ) так что в рабочей полосе частот R9 еще не нагружает усилитель; нет снижения кпд и повышения потребления тока на верхних частотах.

Теперь можно рассчитать мощность рассеяния на коллекторе транзистора VT2 (VT6)

Итак, к транзисторам VT2 (VT6) предъявлены требования:

Таким условиям в рекомендованной группе отвечают транзисторы КТ815В(VТ2), КТ814В(VТ6). Транзисторы входного каскада умощнителя VT1 (VT5) работают в очень облегченном режиме: KT814A (VT1) и КТ815A (VT5). VT1 и VT2, как и VT5 с VT6, должны иметь хороший тепловой контакт (крепеж на общем радиаторе попарно).

Цепь главной обратной отрицательной связи

R12=R13=R_вх=1000кОм

Примем С1=2,7нФ, С2=5,1нФ.

Выбор типа операционного усилителя.

Требования к ОУ:

Высокий собственный коэффициент усиления .

Малые входные токи.

Напряжение смещения U_см < 1015 мВ.

Частота единичного усиления .

Скорость нарастания выходного напряжения U_выхоу .

f₁ и рассчитываем по формулам:

f₁₌ f_т /(2÷3)=3МГц/(2÷3)=(1÷1,5)МГц

=2πF_вU_mH =2·3,14·18кГц·22В=2,5 В/мкс

Остановим выбор на операционном усилителе К140УД1,со следующими основными параметрами:

- напряжение смещения нуля

- разность входных токов ОУ

- входной ток ОУ

- коэффициент усиления по напряжению

- частота единичного усиления ()

- скорость изменения U_выхОУ

- ток покоя ОУ.

Максимальный ожидаемый сдвиг нуля находим по формуле

Если =0, смещение увеличиться:

Такое напряжение в нагрузке вызовет сдвиг токов покоя:

Т.к. расчетный ток каждого плеча выбран с запасом (I_{к нач} =20мА), относительная погрешность удовлетворительна. При максимальной амплитуде и верхней частоте =18кГц

По этому параметру имеется большой запас, так как от ОУ требуется всего лишь

Частота единичного усиления ОУ определяет усиление на верхней рабочей частоте

Оценим коэффициент гармоник усилителя на Fв приняв, что за счет применения симметричной схемы УМ и компенсирующих искажения зеркал при разомкнутой цепи общей ООС удалось получить нелинейные искажения Кг10%. ООС уменьшает нелинейность в раз.

Рассчитав , при коэффициенте обратной связи получим , следовательно, ожидаемый уровень коэффициента гармоник с учетом ООС , что соответствует требованиям к усилителям высокой верности воспроизведения.

На средних и низких частотах падает до неизмеримо малых значений.