Передатчик с раздельным усилением составляющих ом сигнала.

Передатчик, построенный по методу Кана, отличается от передатчика с РУСС тем, что сформированный в ОМ сигнал (7.6) разделяется на две составляющие: колебание огибающеΨй U_ог(t) и ВЧ колебание с угловой модуляцией Ucos[ω₀t + Ψ(t)], где U — некоторая постоянная амплитуда. Эти составляющие порознь усиливаются в трактах ВЧ и огибающей и подводятся к входам перемножителя, на выходе которого получается восстановленный и усиленный ОМ сигнал.

Структурная схема передатчика (рис.7.7) состоит из возбудителя 1 с двумя выводами для ВЧ сигнала и сигнала огибающей, двух трактов для усиления этих сигналов и перемножителя. В тракте ВЧ сигнала имеются: предварительные широкополосные усилители 2, 3, неперестраиваемые во всем рабочем диапазоне частот передатчика; мощный перемножитель 4, 5 для усиления и восстановления ОМ сигнала; колебательная система 6, перестраиваемая в пределах рабочего диапазона, и, наконец, телевизионный фильтр 7, подавляющий все излучения передатчика на частотах выше вещательного диапазона. В качестве перемножителя используются каскады с анодной, анодно-экранной модуляторами. В транзисторных передатчиках для этой цели используются каскады с коллекторной (или стоковой) модуляцией. Перемножитель на рис. 7.7 изображен для случая анодной или коллекторной модуляции, поскольку в обоих случаях наряду с глубокой модуляцией во втором каскаде реа­лизуется синфазная амплитудная модуляция в первом (предоконечном) каскаде.

Рис. 7.7. Структурная схема передатчика с раздельным усилением составляющих

Соображения по выбору электронных приборов для каскадов ВЧ тракта и целесообразных режимов изложены в § 6.3 — 6.7.

Тракт огибающей содержит: согласующий уровни усилитель 8, им­пульсный модулятор 9, на ВЧ вход которого подается от синтезатора колебание с тактовой частотой f_т, усилитель импульсных сигналов 10 и 12 на НЧ фильтры 11 и 13, пропускающие усиленные сигналы огибаю­щей (E_a(t) = K_yU_ог(t)) и подавляющие колебания с частотой f_г и ее гармониками. Совокупность каскадов модулятора, усилителей и фильт­ров по существу является мощным усилителем огибающей (МУО).

Структурная схема возбудителя для передатчика с раздельным уси­лением (рис. 7.8) отличается от возбудителя классического передатчика (см. рис. 7.4) тем, что здесь из сформированного в модуляторе (ОМ) сигнала с ОМ (для излучений НЗЕ, R3E, J3E) с помощью линейного диодного амплитудного детектора (Д) и амплитудного ограничителя (АО) формируются: сигнал огибающей U_ог(t) и ВЧ сигнал с угловой модуляцией. Сигнал U_ог(t) усиливается усилителем Ус₁ и подается в тракт огибающей передатчика. Сигнал с угловой модуляцией с несущей частотой f₁ транспонируется в тракте переноса (ТП) в рабочую частоту, усиливается в Ус₂ и подводится к тракту ВЧ передатчика.

Рис. 7.8. Структурная схема возбудителя для передатчика

с раздельным усилением составляющих

Для точного восстановления на выходе передатчика усиленного сиг­нала с ОМ должны выполняться ряд условий.

1. Тракт огибающей от точки М до входа перемножителя должен быть линейным, т. е. E_a(t) = K_yU_ог(t), где K_у = const.

2. Тракты ВЧ и огибающей возбудителя и передатчика должны иметь равномерные АЧХ в пределах f_н±(3...5)F_в для тракта ВЧ и 0...(3...5) F_в для тракта огибающей, где F_в — верхняя частота модулирующего сигнала.

3. Время прохождения сигналов ВЧ и огибающей от точки М до соответствующих входов перемножителя должно быть одинаковым.

4. При выборе схем и режимов ЭП в амплитудном ограничителе и в каскадах перемножителя следует минимизировать индекс паразитной ФМ, возникающей в этих каскадах из-за АФК.

Необходимость выполнения условий 1 и 2 объясняется тем, что для неискаженного восстановления ОМ сигнала на выходе линейного пере­множителя к его входам нужно подвести по возможности неискаженные (по амплитуде и спектральному составу) сигналы огибающей и ВЧ с угловой модуляцией. Спектры этих сигналов хотя и занимают теорети­чески бесконечно широкие полосы частот, но основная часть их мощ­ности сосредоточена в довольно узкой полосе, в пределах трех — пяти гармоник верхней модулирующей частоты F_в.

Условие 3, требующее равенства времени задержки в трактах ВЧ и огибающей (τ_{з ВЧ} = τ_{з ог}), означает, что на входы перемножителя должны подводиться составляющие ОМ сигнала, относящиеся к одному мо­менту. Запаздывание одной из составляющих приводит к специфичес­ким нелинейным искажениям, уровень которых увеличивается с ростом модулирующей частоты. Допустимый уровень искажений −(30...36 дБ) получается, если Δτ_з = |τ_{з ВЧ} − τ_{з ог}| не превышает 10...5 мкс. Время задерж­ки, τ_{з ВЧ} определяется числом и полосой пропускания колебательных систем (контуров, фильтров) в этом тракте. Время задержки в тракте огибающей τ_{з ог} складывается из постоянной времени нагрузки детекто­ра Д (см. рис. 7.8), а также задержки в импульсном модуляторе, усили­телях и фильтрах НЧ (см. рис. 7.7).

В реальных передатчиках τ_{з ог} оказывается всегда заметно больше τ_{з ВЧ}, и поэтому для выравнивания задержек в тракт с меньшей задерж­кой, т. е. в тракт ВЧ (см. рис. 7.8), включают линию задержки (ЛЗ). Для простоты реализации ЛЗ местом ее включения выбирают ту часть трак­та, где задерживаемый сигнал имеет наиболее узкую полосу и постоян­ную несущую частоту.

Энергетическая эффективность передатчиков с раздельным усилени­ем составляющих ОМ сигнала определяется в основном КПД двух наиболее мощных каскадов 5 и 12 (см. рис. 7.7). Действительно, если ОК отдает ВЧ мощность P₁, при КПД анодной цепи η_{а ВЧ}, то потребляемая от Ус₂ мощность анодного питания Р₀ = Р₁/η_{а ВЧ}. В отличие от передат­чиков с анодной модуляцией, где часть потребляемой мощности посту­пает не от МУНЧ, а непосредственно от анодного выпрямителя через модуляционный дроссель (см. рис. 6.23,в), в рассматриваемом передат­чике вся мощность Р₀ вырабатывается усилителем 12. При КПД этого усилителя η_муо потребляемая им мощность от блока питания БП (см. рис. 7.7) P_муо = P₀/η_муо. Общий КПД двух каскадов (5 и 12)

.

Таким образом, высокий η_общ и, следовательно, η_пром можно полу­чить в том случае, если усилители 5 и МУО будут работать с высоким КПД. В §6.3, а также в [19] показано, что при использовании в каскаде: 5 мощных ламп с номинальным напряжением анодного пита­ния Е_{а ном} ≈ 12... 15 кВт и при выборе угла отсечки анодного тока θ ≈ 65...75° КПД каскада может достигать 0,82...0,87.

Что касается МУО, то высокий КПД этого устройства можно полу­чить только в том случае, если пульсирующий сигнал огибающей пре­образовать в последовательность импульсных сигналов с постоянной амплитудой, усилить их в усилителе с ключевым режимом и затем выполнить обратное преобразование. На рис. 6.35,б приведена схема одного из вариантов такого устройства. На ней показаны: широтно-импульсный модулятор (ШИМ), ключевой усилитель на тетроде и фильтр НЧ в качестве обратного преобразователя. Эти элементы соответству­ют элементам 9, 12 и 13 на рис. 7.7; КПД таких устройств можно получить в пределах η_муо = 0,85...0,92.

Более перспективное решение для МУО, позволяющее получить предельно высокий η_муо, приведено в виде структурной схемы на рис. 6.36,а. Здесь сигнал огибающей квантуется по N уровням, затем сигналы каждого уровня независимо превращаются в сигналы ШИМ и раздельно используются для коммутации N источников питания. Пос­ледовательная цепочка диодов служит для сложения напряжений вклю­ченных в данный момент источников. В зависимости от мгновенного значения огибающей в течение каждого периода тактовой частоты оказываются включенными и последовательно соединенными п источ­ников (0 < п < N). При этом выходное напряжение будет равно пЕ₀, где Е₀ — напряжение одного источника. На рис. 6.36,б показана эпюра выходного напряжения на входе фильтра при отсутствии ШИМ в уп­равляющих ключами сигналах. Применение ШИМ в управляющих сиг­налах сглаживает скачки напряжения, резко снижая искажения из-за квантования. Результаты разработки таких устройств фирмой Brown Boveri (Швейцария) показывают, что при применении в них современных полупроводниковых приборов КПД устройств получается в преде­лах η_муо ≈ 0,90...0,97 в зависимости от тактовой частоты [19, 27, 33].

Вернемся к энергетическим показателям передатчика с раздельным усилением. С учетом приведенных значений η_{а ВЧ} и η_муо общий КПД по анодной цепи для мощных каскадов составляет η_общ = 0,70...0,85. Величина этого КПД постоянна при различных X(t) и не зависит от характера передаваемого сигнала (НЗЕ, R3E и J3E). На рис. 7.5 приведен график η_общ для передатчика со средними показателями (кривая 5). Коэффициент η_общ оказывается наиболее высоким для передатчиков с раздельным усилением. Промышленный КПД таких передатчиков η_пром = 0,9; η_общ = 0,63...0,75.

Кроме значительного преимущества по КПД следует отметить еще некоторые достоинства передатчиков с раздельным усилением:

• универсальность передатчика — при наличии соответствующего воз­будителя передатчик при неизменных КПД и максимальной мощности P_{1 max} может работать при излучениях всех видов, для которых вы­ходной сигнал может быть представлен в виде (7.5), т. е. АЗЕ, НЗЕ, R3E и J3E. Переход с одного вида излучения на другой производится в возбудителе;

• требуется только одна антенна (в отличие от передатчика с РУСС), что способствует легкой замене этими передатчиками устаревших пере­датчиков с амплитудной модуляцией, работающих в диапазонах ДВ, СВ и КВ.

При переводе современных передатчиков с анодной модуляцией на работу с ОМ, по-видимому, наиболее целесообразна реализация метода с раздельным усилением.