Покровский / УМК ОРЭ ч.2(для студентов) / Радиоэлектроника(часть2) / Ответы(часть2)№23

Как видно из рис. 9.20, в схеме используется несколько ступе­ней когерентного частотного преобразования, что является недо­статком многокольцевых ЦСЧ. Дело в том, что в процессе пре­образования наряду с полезными составляющими (в данном случае — с суммарными частотами) в спектре выходного сигнала содержатся вредные комбинационные компоненты, задача подав­ления которых должна решаться в выходном контуре ИФАПЧ.

Аналоговые пассивные СЧ. Общим для всех подобных синте­заторов является использование большого числа ступеней различ­ных когерентных преобразований исходной эталонной частоты f_эт. Очевидно, что каждая такая ступень должна обладать высокоиз­бирательными цепями для тщательной фильтрации комбинацион­ных и гармонических помех. Для выбора заданной частоты выход­ных колебаний указанные цепи обычно не перестраиваются, а пе­реключаются с помощью быстродействующих электронных ключей (чаще всего на p-i-n-диодах). Развитие техники аналогового пассивного синтеза получило значительное ускорение в связи с разработкой широкой номенклатуры высокоизбирательных фильт­ров на ПАВ и КФ. Применение этих элементов позволило значи­тельно улучшить характеристики СЧ: резко уменьшить массу и габаритные размеры, повысить надежность и т. д.

Цифровой пассивный синтез может быть реализован несколь­кими методами: созданием импульсной последовательности с ча­стотой f_гi, осуществлением вычислительных процедур, позволяю­щих сформировать квазигармоническое колебание с этой же ча­стотой, и др. На выходе пассивного ЦСЧ должен быть включен фильтр для подавления дискретных помех, образующихся в про­цессе цифровой обработки сигналов.

Ограничимся рассмотрением аналоговых СЧ. Общим для них является тракт высокократного умножения частоты (УЧ), состоя­щий из генератора гармоник (ГГ) и фильтра (Ф). В ГГ создается последовательность очень коротких (по сравнению с периодом T_вх = 1/f_вх входного колебания) импульсов с интенсивными выс­шими гармониками. В Ф должны эффективно подавляться все составляющие спектра, кроме той, на которую фильтр настроен. В реальных схемах на выходе ГГ включается не один, а несколько («гребенка») фильтров (ГФ), переключаемых с помощью элек­тронных коммутаторов. Если число фильтров обозначить через l, то схему УЧ можно считать простейшим пассивным синтезатором с числом частот сетки п = l и шагом F_ш = f_вх. Суммируя частоты двух таких СЧ, можно получить п = l², трех — п = l³ и т. д.

Структурная схема аналогового пассивного СЧ с идентичными декадами изображена на рис. 9.21. Число декад принято равным двум, но подробно раскрыт состав только первой декады. Она со­стоит из УЧ₁, ПЧ₁ и формирователя выходной частоты Ф₁. Выбор требуемого значения f_вых1 происходит с помощью трех пар сопря­женных ЭК, одновременно переключающих входы и выходы каж­дого из десяти фильтров, входящих в три ГФ. Алгоритм работы ЭК задается СУ, не показанной на рисунке. На выходе УЧ₁ создаются колебания одной из десяти частот f_1l, где l = 0, 1, ..., 9, отстоящих друг от друга на интервал F_ш1 = f_оп2. Тогда . Во второй декаде в УЧ₂ формируется одна из десяти частот f_2k, где k = 0, 1, ..., 9, с шагом F_ш2 = F_ш1. Тогда

. (9.27)

Обозначим значения низших частот на выходах УЧ₁ и УЧ₂ через f_1.0 и f_2.0. Тогда и . Условием идентич­ности первой и второй декад является выполнение равенств f_1.0 = f_2.0 и f_вых1.0 = f_оп1, где f_вых1.0 = (f_оп1 + f_1.0)/10. Отсюда следует, что f_1.0 = 9f_оп1. С учетом приведенных соотношений выражение (9.27) приводится к виду

. (9.28)

Из (9.28) видно, что, изменяя независимо друг от друга l и k (по командам от СУ), можно синтезировать n = l·k частот на выходе второй декады с шагом F_ш = F_ш1/10². Применение т идентичных декад позволяет уменьшить шаг до величины F_ш = F_ш1/10^m.

На рис. 9.22 приведена структурная схема СВЧ аналогового пассивного СЧ на ПАВ-фильтрах, синтезирующего в диапазоне 1393... 1611 МГц сетку частот f_гi с F_ш = 1 МГц (n=219). Все ча­стоты на рисунке указаны в мегагерцах. В каждый УЧ входят гребенка из девяти фильтров и два ЭК, работающих по коман­дам СУ. Большие коэффициенты умножения L₁ и L₂ предопреде­ляют малую относительную частотную расстройку между сосед­ними составляющими спектров сигналов на выходах УЧ₁ и УЧ₂: менее 1 и 3,3% соответственно. Поэтому для эффективного подав­ления гармоник, расположенных рядом с полезной, требуется высокая избирательность фильтров, входящих в ГФ. Учитывая, что диапазон частот f₁ и f₂' составляет несколько сотен мегагерц наиболее целесообразно использовать ПАВ-фильтры. Выбирая с помощью ЭК₂ поочередно одну из частот f₂ и вычитая из нее последовательно каждую из девяти частот f₁, получаем на вы­ходе ПФ₁ n₄ значений частоты f₄. Формула для определения n₄ имеет вид n₄ = n₂ + (n₁ − 1) (n₂ − 1), т. е. n₄=73. Для образования .на выходе СЧ заданного дискретного множества частот в ПЧ₂ и ПФ₂ выделяются колебания e_СЧ(t) с разностной частотой f_гi = f₃ − f₄, где f₃ может принимать одно из трех значений, определяе­мых положением ЭК₃. Тогда, учитывая, что n₃ = 3, имеем п = n₃·n₄ = 219.

Сравнение методов построения СЧ показывает, что если глав­ным показателем является быстродействие с длительностью t_пер порядка единиц или долей микросекунды, то безусловный приори­тет должен быть отдан системам пассивного синтеза. Использо­вание методов активного синтеза при достаточно «густой» сетке частот не позволяет получить значение t_пер, меньшее десятков или даже сотен миллисекунд. Напротив, если доминирующими по зна­чимости являются спектральные характеристики СЧ, то предпоч­тительнее применять активную фильтрацию с помощью системы автоподстройки. Последняя, особенно в двух- и трехкольцевом вариантах, позволяет получить D_дет = 80... 100 дБ, в то время как для пассивных СЧ типичными данными являются D_дет < 60... 80 дБ, Что касается случайных (шумовых) помех, то вид функций S_φ(F) и S_f(F) внутри полосы захвата ИФАПЧ (при активном синтезе) и полосы пропускания фильтров (при пассивном синтезе) за­дается главным образом эталонным генератором и отношением L = f_гi / f_эт. Действительно, в обоих случаях СПМ ПОФ и ПОЧ на выходе СЧ связаны с аналогичной характеристикой колебаний ЭГ равенством S_СМ(F) = S_эт(F) + 20·lgL, дБ/Гц. Следовательно, в наи­более важной области частот, прилегающей к несущей f_гi, оба ме­тода синтеза примерно равноценны. Вне указанных полос СПМ S_СЧ(F) определяется внутренними свойствами каскадов, входя­щих в СЧ: в активных СЧ определяющую роль играют шумы ге­теродина (в свободном состоянии), в пассивных — шумы умножи­телей частоты.

Литература: Н. Н. Фомин, “Радиоприемные устройства”, Издате6льство «Радио и связь», Москва, 1996.

4.6. СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТЫ

Как уже указывалось, одним из основных элементов современного возбудителя является синтезатор частот, вырабатывающий одно или несколько когерентных колебаний с заданными частотами. Поэтому именно синтезатор частот во многом определяет параметры всего воз­будителя в целом. Требования к параметрам характеристик синтезатора частот определяются указанными в них требованиями к параметрам и характеристикам возбудителя. В синтезаторах частот выходные рабо­чие частоты образуются в результате когерентных преобразований час­тоты одного опорного высокостабильного автогенератора. При этом синтезаторы частоты строятся на основе метода либо прямого, либо косвенного синтеза [33−35]. В синтезаторах, построенных на основе метода прямого синтеза (иногда называемого методом синтеза), выход­ные колебания получаются с помощью операций сложения, вычитания, умножения и деления эталонной опорной частоты. Простейший такой синтезатор строится с использованием генератора гармоник.

В синтезаторах, построенных с использованием генератора гармо­ник (рис. 4.22), из колебания опорного и эталонного генератора (ЭГ) с помощью генератора гармоник (ГГ) формируются короткие импульсы. Спектр этих импульсов богат гармониками. С помощью узкополосного полосового фильтра (ПФ) из спектра импульсов выделяется сигнал требуемой рабочей частоты mω_эг. Степень подавления нежелательных компонентов на выходе синтезатора определяется ПФ.

При большом числе рабочих частот указанный ПФ необходимо перестраивать для широких пределов, что на практике оказывается затруднительным.

Для облегчения требований, предъявляемых к ПФ, используется спе­циальная схема с двойным преобразованием частоты, или схема «с вычитанием ошибки» (рис; 4.23).

Рис. 4.22. Синтезатор частот с Рис. 4.23. Схема синтезатора частот

использованием генератора гармоник с «вычитанием ошибок»

В первом преобразователе Пр, частота всех гармоник, поступающих с генератора гармоник (ГГ), понижается на частоту ω_г вспомогательно­го генератора (Г). Узкополосный фильтр (Ф) имеет центральную частоту, совпадающую с частотой одной из гармонических составляющих входного сигнала (пусть для примера — с частотой lω_эг − ω_г). Все ос­тальные составляющие подавляются этим фильтром. Далее на выходе второго смесителя выделяется сигнал частоты lω_г.

Нестабильность частоты вспомогательного генератора Δω_г опреде­ляет полосу пропускания фильтра Ф и не влияет на выходной сигнал преобразователя Пр₂. Для изменения выходной частоты в схеме с «вы­читанием ошибки» достаточно только менять частоту генератора Г.

В более сложных синтезаторах, построенных по методу прямого синтеза, используется принцип «идентичных декад». На рис. 4.24 пока­зана структурная схема синтезатора, построенного по этому принципу. Из сигнала частоты f₀ кварцевого генератора (КГ) в формирователе вспомогательных частот (ФВЧ) формируются десять опорных частот f₀₁, …, f₀₁₀ и сигнал частоты f’₀ = f₀₁/9. Опорные частоты f₀₁, …, f₀₁₀ свя­заны соотношением f_оп = f₀₁ + (n − 1)Δf, где n = 1...10; Δf — шаг сетки вспомогательных частот. С помощью декадных переключателей П₁, ..., П_k сигнал с одной из частот f₀₁, …, f₀₁₀ можно подать на вход любого преобразователя Пр. Полосовые фильтры выделяют сигналы суммар­ной частоты. Частота выделенного сигнала делится в 10 раз в делителе Д (в последней декаде делитель отсутствует).

Можно показать, что выходная частота синтезатора определяется соотношением

,

где п_k — последняя декада без делителя; k — число декад; п_k — номер положения переключателя П_k (п_k = 0,1...9). Если число декад k = 1, то ; если k = 2, то и т. д.

Отметим, что шаг полученной сетки частот в 10^{(k − 1)} раз мельче интер­вала Δf между соседними опорными частотами диапазона f₀₁, …, f₀₁₀. Увеличивая число декад, можно уменьшить шаг сетки выходных частот, при этом не требуется перестройка ПФ.

Рис. 4.24. Схема синтезатора частот с идентич­ными декадами

Недостатком синтезаторов, построенных по методу идентичных декад, является необходимость применения значительного числа преоб­разователей и фильтров, что в конечном итоге усложняет получение подавления уровня побочных частот на выходе синтезатора более чем на 60...80дБ.

В последнее время при создании синтезаторов частот, выполненных по принципу прямого синтеза, стали широко использовать цифровые методы [3 4]. Примером может служить синтезатор частот, построенный на основе суммирования импульсных последовательностей. Структур­ная схема такого синтезатора, выполненного полностью на цифровых интегральных микросхемах, приведена на рис. 4.25. Эпюры соответст­вующих импульсных последовательностей изображены на рис. 4.26. Сигнал высокостабильного опорного генератора (ОГ) (см. рис. 4.25) поступает на триггерный счетчик — делитель (Д), состоящий из п дво­ичных разрядов (на рис. 4.25 показано три разряда). На выходе делителя каждого разряда (Д₁, Д₂, Д₃) получаются две последовательности им­пульсов (например, на выходе 1 и 1', см. рис. 4.26), сдвинутые на T/2 (Т— период соответствующей импульсной последовательности). Час­тота импульсной последовательности на выходе каждого делителя в 2 раза меньше частоты входной импульсной последовательности.

Рис. 4.25. Цифровой синтезатор частот на основе

суммирования импульсных последовательностей

С выходов делителей 1', 2', 3' и т. д. импульсные последовательности поступают на один вход схемы И. На другой вход этой схемы поступает 1 или 0 с регистра частоты. Если в регистре частоты записана 1, то соответствующая импульсная последовательность (см. рис. 4.25 им­пульсные выходные последовательности с делителей Д₁ и Д₃) проходит на схему ИЛИ, если же записан 0, то схема И закрыта и импульсная последовательность на нее не проходит (см. на рис. 4.25 выходную импульсную последовательность с делителя Д₂). Следовательно, на вы­ходе схемы ИЛИ происходит суммирование соответствующих последо­вательностей в соответствии с заданным кодом частоты. В результате получается импульсная последовательность с неравномерной расста­новкой импульсов (см. на рис. 4.26 выход схемы ИЛИ), средняя частота импульсов которых определяется управляющим кодом, записанным в регистре частоты. Для уменьшения неравномерности импульсов на вы­ходе схемы ИЛИ включают делитель частоты (Д на рис. 4.25) с коэффи­циентом деления N. На выходе такого делителя импульсная последо­вательность более равномерная (см. на рис. 4.26 выход делителя Д). Чем выше коэффициент деления, тем больше равномерная выходная им­пульсная последовательность и тем меньше уровень побочных частот в выходном спектре синтезатора. Но при этом частоты синтезатора при заданной частоте ОГ оказываются низкими.

Рис. 4.26. Эпюры импульсных последовательностей

в цифровом синтезаторе частот

Другой разновидностью синтезатора частот, в котором использован цифровой принцип формирования частот, является синтезатор с цифро­вым формированием отсчетов синтезируемого колебания. Структурная схема такого синтезатора приведена на рис. 4.27. В блоке памяти (БП) хранятся отсчеты синусоиды (данные о значении синусоиды при различ­ных фазах). По определенной программе в соответствии с кодом часто­ты, записанным в блоке установки частоты (УЧ), вычисляются текущие значения синусоиды. Обычно БП выполняется в виде микропроцессор­ного устройства, которое используется как счетчик времени (накопитель, фазы). Частота f в импульсной последовательности на выходе цифро-аналогового преобразователя (ЦАП) кратна шагу сетки частот:

, где k = 1, …, N.

Поскольку на выходе синтезатора необходимо формирование сину­соидального колебания, то после БП включается ЦАП (см. рис. 4.27). Для устранения побочных частот после блока ЦАП включен фильтр нижних частот (ФНЧ), который фильтрует тактовую частоту, ее гармо­ники и комбинационные частоты. Число отсчетов синусоиды 2^N опре­деляется объемом памяти блока вычисления отсчетов (БП). Если все отсчеты синусоиды считываются с частотой f_ОГ - 1/Т_ОГ, то период импульсной последовательности на выходе блока ЦАП Т = Т_ОГ·2^N. где Т_ОГ — период сигнала ОГ. Следовательно, минимальная частота им­пульсной последовательности

.

Изменяя число импульсов ОГ, считываемых за период Т_ОГ (т. е. число N), можно изменить частоту импульсной последовательности на выходе ЦАП.

Минимальное число импульсов ОГ равно двум, следовательно,

.

Верхняя частота f_max определяется граничной частотой цифровых микросхем и блока ЦАП. С повышением выходной частоты необходи­мо увеличивать быстродействие ЦАП. Поскольку на выходе синтезато­ра нет давления частоты, то его граничная частота с отсчетами синтезируемого колебания оказывается выше, чем в синтезаторах, по­строенных на основе суммирования импульсных последовательностей.

На практике используются также синтезаторы частоты, построенные на основе метода косвенного синтеза (иногда называемого методом анализа). Такие синтезаторы содержат в своем составе подстраиваемый по частоте автогенератор, охваченный петлей фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) [32].

Простейшая структурная схема системы ФАПЧ изображена на рис. 4.28. Сигналы частот ω_ЭГ и ω_ПГ от эталонного (ЭГ) и подстраивае­мого (ПГ) генераторов поступают на фазовый детектор (ФД), выходное напряжение которого определяется разностью фаз напряжений, дейст­вующих на его входах. Выходное напряжение ФД через ФНЧ воздейст­вует на, управляющий элемент (УЭ), например варикап, который изменяет частоту ПГ, приближая ее к частоте ЭГ.

Рис. 4.27. Синтезатор частот с циф­ровым Рис. 4.28. Структурная схема

формированием отчетов фазовой автопод­стройки частоты

В стационарном режиме, когда ω_ЭГ = ω_ПГ, в системе устанавливается постоянная разность фаз между сигналами соответствующих генерато­ров и выходное напряжение ФД постоянно. Это постоянное напряжение подается на вход УЭ, ибо в противном случае стационарный режим будет невозможен. Поэтому между ФД и УЭ включаются устройства, пропускающие постоянный ток. Такими устройствами являются ФНЧ, которые устраняют из спектра сигнала управления нежелательные со­ставляющие побочных частот, присутствующие на выходе ФД. Попадая на вход УЭ, эти составляющие вызывают паразитную частотную (фазо­вую) модуляцию эталонного сигнала.

Система ФАПЧ может работать в различных режимах. Например, если частоты ЭГ и ПГ равны и эффект медленных измерений параметров ПГ, определяющих его частоту, полностью компенсируется действием ФАПЧ, последняя работает в так называемом режиме удержания. С понятием режима удержания неразрывно связано понятие полосы удер­жания, т. е. области начальных расстроек ЭГ и ПГ, в которой возможен этот режим. Ширина полосы удержания определяется разностью гра­ничных значений частоты ПГ, соответствующих наибольшему и на­именьшему напряжениям на выходе ФД.

Возможен и другой режим работы системы, при котором в среднем разность частот, вырабатываемых генераторами сигналов, равна нулю, а разность фаз периодически изменяется. Этот режим, используемый крайне редко, называется режимом квазисинхронизма. Обычно систему проектируют так, чтобы он не возникал.

Третий режим работы системы ФАПЧ — режим биений. Его харак­терной особенностью является непрерывное нарастание в среднем раз­ности фаз ПГ и ЭГ. Режим биений всегда наблюдается в тех случаях, когда начальная расстройка ПГ относительно ЭГ (т. е. расстройка, соответствующая нулю напряжения на выходе ФД) больше полосы удержания. Иногда он может иметь место при начальной расстройке, меньшей полосы удержания. В режиме биений среднее значение частоты ПГ отличается от частоты ЭГ.

Переходное состояние системы, при котором режим биений перехо­дит с течением времени в режим квазисинхронизма, называется режи­мом удержания.

Под, полосой захвата понимается область начальных расстроек ПГ и ЭГ, в которой при любых начальных условиях устанавливается режим удержания (или квазисинхронизма). Обычно в момент включения сис­темы частоты ПГ и ЭГ не совпадают и в системе наблюдается режим биений. При этом сигнал ПГ модулируется по частоте напряжением биений.

В зависимости от знака мгновенного напряжения биений разность частот ПГ и ЭГ то повышается, то понижается. В результате длитель­ности положительной и отрицательной полуволн напряжения биений оказываются различными и на выходе, и на входе ФД образуется посто­янная составляющая напряжений. Наличие этой постоянной составляю­щей приводит к изменению частоты биений относительно начальной расстройки. Если начальная расстройка не выходит за пределы полосы захвата, то постоянная составляющая снижает частоту биений до нуля и возникает режим удержания. Если начальная расстройка превышает полосу захвата, то постоянная составляющая напряжения недостаточна для ее полной компенсации и в системе наблюдается режим биений. В общем случае полосы удержания и захвата не равны друг другу (рис. 4.29). На рис. 4.29 сплошной линией показано устойчивое изме­нение средней разности частот (частоты биений) Ω ЭГ и ПГ в замкнутой системе ФАПЧ при изменении начальной расстройки Ω_H от больших значений к малым. Штриховой линией показано неустойчивое измене­ние Ω при изменении Ω_H от малых значений к большим. Прямая линия на рис. 4.29 отображает зависимость Ω от Ω_H в разомкнутой системе ФАПЧ. Поскольку кривые, как правило, получаются симметричными, под полосами удержания и захвата принято понимать половины соот­ветствующих областей, т. е. Ω_з и Ω_у. Соотношение между Ω_у и Ω_з опре­деляется инерционностью цепи управления системы. Так, если ФНЧ (см. рис. 4.27) в цепи управления отсутствует (цепь управления безынерци­онная), то Ω_з = Ω_у. Но в этом случае фильтрующая способность системы ФАПЧ оказывается низкой (помехи, действующие на выходе ФД, непо­средственно воздействуют на частоту подстраиваемого генератора).

Рис. 4.29. Зависимость частоты биений от Рис. 4.30. Схема синтезатора, работающе­го

начальной рас­стройки в системе ФАПЧ по методу косвенного синтеза

При наличии фильтра с уменьшением его полосы пропускания поло­са захвата системы становится меньше полосы удержания, что объясня­ется падением напряжения на входе управляющего элемента, а также появлением в кольце регулирования дополнительного фазового сдвига, вносимого фильтром. Если в качестве ФНЧ используется простейшая интегрирующая RС-цепочка, то соотношение между полосами удер­жания и захвата определяется при Ω_уT > 3 (T = RC — постоянная вре­мени фильтра) приближенной зависимостью [32] .

Из этого соотношения видно, что с увеличением постоянной времени фильтра уменьшается полоса захвата системы ФАПЧ. Однако в данном случае улучшается фильтрация внешних помех, действующих непосред­ственно на выходе ФД, и ухудшается фильтрация внутренних помех, обусловленных собственными шумами ПГ. На практике инерционность цепи управления выбирают исходя из компромисса между необходи­мостью обеспечения широкой полосы захвата и фильтрующей способ­ностью по отношению к внешним помехам. С этой целью в цепи управления системы часто используют более сложные фильтры [32].

Зная принцип работы системы ФАПЧ, нетрудно пояснить работу синтезатора, работающего по методу косвенного синтеза (методу ана­лиза). Структурная схема такого синтезатора изображена на рис. 4.30. Сигнал с выхода делителя с переменным коэффициентом деления (ДПКД) поступает на ФД, на который одновременно поступает сигнал от кварцевого генератора (КГ) с частотой f₀. Выходное напряжение ФД, как в обычной системе ФАПЧ, через ФНЧ воздействует на УЭ, который изменяет частоту ПГ. В качестве ПГ используется, как правило, тран­зисторный автогенератор, выполненный по схеме емкостной трехточки, и УЭ с варикапом, включенным в колебательный контур. В синхронном состоянии частоты сигналов, сравниваемых ФД, оказываются равными (f₀ = f_ПГ/N, где N — коэффициент деления ДПКД), и, следовательно, долговременная нестабильность выходной частоты ПГ та же, что и КГ. Меняя коэффициент деления N, по команде внешнего устройства, зада­ющего код требуемой выходной частоты, можно изменять частоту ко­лебаний на выходе синтезатора (f_ПГ = N·f₀). При этом шаг частот синтезатора равен частоте f₀. В качестве ДКПД используются счетчики импульсов, выполненные на цифровых интегральных схемах как сред­ней, так и большой степени интеграции. Цифровые ДПКД устойчиво работают на частотах входного сигнала до 1,5...2 ГГц. Если f_ПГ > 1,5...2 ГГц, to для снижения частоты входного сигнала ДПКД используют понижение частоты либо вычитанием (рис. 4.31), либо делением (рис. 4.32). При понижении частоты колебаний на выходе ДПКД вычитанием частота ПГ f_ПГ = (N − K) f_ПГ. Здесь K — коэффициент умножения умно­жителя частоты (УЧ). При этом шаг сетки частот синтезатора остается равным Δf.