Покровский / УМК ОРЭ ч.2(для студентов) / Радиоэлектроника(часть2) / Ответы(часть2)№23

Декадный синтезатор прямого синтеза. Он реализуется по схеме, показанной на рис. 22.4. Он состоит из п идентичных функциональных узлов-декад, в со­ставе каждой из которых есть электронный переключатель, смеситель, поло­совой фильтр и делитель частоты.

Кварцевый генератор создает колебание с частотой f_Q. Это колебание по­падает на преобразователь частоты, формирующий вспомогательные колебания с частотами

f'_i = 9f_Q + iΔf, i = 0, 1, ..., 9.

Электронные переключатели в зависимости от кода управляющего сигнала (управляющие входы переключателей и устройство управления на схеме не показаны) пропускают одно из вспомогательных колебаний. На входы первого смесителя подаются колебания с частотами f_Q и f'_i1. Смеситель и полосовой фильтр образуют преобразователь частоты, на выходе которого получается колебание с частотой f_Q и f'_i1. На вход второго смесителя поступает колебание с выхода первого делителя частоты, делящего частоту в 10 раз:

.

На выходе второго делителя частоты получается частота

.

Аналогично выражаются частоты на выходах следующих декад. Частота выходного колебания синтезатора

(22.22)

и однозначно определяется управляющими сигналами — числами i_n, i_n−1, …, i₁.

Число декад синтезатора определяет число градаций выходной частоты. Например, если выбрать f_Q = 2МГц, а Δf =10кГц, то выходная частота синте­затора может дискретными шагами 10·10 кГц изменяться от 20 до 20,99...МГц (число девяток равно числу декад синтезатора п).

Таким образом, применение декадного синтезатора частоты позволяет по­лучить густую сетку стабилизированных частот. Перестроить синтезатор легко. Достаточно задать n-разрядный десятичный код нужной частоты.

Недостатком описанного синтезатора частоты является необходимость при­менения большого числа преобразователей частоты и фильтров, что затрудняет подавление побочных продуктов преобразования более чем на 60 — 80 дБ. Лучшее подавление побоч­ных продуктов преобразования обе­спечивают синтезаторы частоты, в которых колебание нужной часто­ты создается управляемым генера­тором, охваченным петлей фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Такой метод называется методом непрямого синтеза.

Синтезатор непрямого синтеза. Метод может быть реализован по схеме, показанной на рис. 22.5. Выходное колебание с частотой f_вых полу­чается от генератора, управляемого напряжением u_у. Характеристика управ­ления генератора в первом приближении аппроксимируется уравнением, ана­логичным (22.18):

, , (22.23)

где f₀ — собственная частота генератора.

На фазовый детектор поступают два колебания: первое с частотой f_Q/N через делитель частоты на N — от кварцевого генератора, второе с частотой f_вых/N_y через делитель частоты с управляемым коэффициентом деления N_y — от управляемого генератора. Напряжение на выходе линейного фазового де­тектора пропорционально разности фаз входных колебаний:

, (22.24)

где K_фд — коэффициент передачи фазового детектора.

Это напряжение через фильтр нижних частот поступает на управляемый генератор и изменяет его частоту.

Уравнение, описывающее поведение системы ФАПЧ, получается на основе выражений (22.23) и (22.24) и для изображений частоты (см. преобразование Лапласа) имеет вид

. (22.25)

где K( p) — операторная передаточная функция фильтра нижних частот.

Решив уравнение (22.25) относительно f_вых( р), получим

. (22.26)

Установившееся значение выходной частоты синтезатора получается пре­дельным переходом в (22.26) при p → 0:

. (22-27)

Выходная частота пропорциональна частоте кварцевого генератора, ее стабильность близка к стабильности частоты кварцевого генератора. Нужная выходная частота синтезатора устанавливается подбором коэффициентов N_y и N.

Описанному простейшему синтезатору непрямого синтеза присущи сущест­венные ограничения. Первое ограничение обусловлено конечностью полосы синхронизма управляемого генератора. Ширина полосы синхронизма зависит от управляющих элементов генератора и коэффициентов передачи фазового детектора и фильтра нижних частот и достигает примерно 10 % от собствен­ной частоты генератора. Поэтому при необходимости получить широкую сетку частот приходится изменять и собственную частоту f₀ управляемого генератора. Это достигается переключением элементов, задающих частоту генератора.

Второе ограничение обусловлено возможностями управляемого делителя частоты. Как известно, схемотехнически просто и надежно делитель частоты реализуется на счетчике импульсов. Модуль счета и, следовательно, коэффи­циент деления частоты такого делителя изменяются с введением ОС и могут принять только целочисленные значения. Вследствие этого синтезатор, пока­занный на рис. 22.5, позволяет получить только небольшое количество диск­ретных значений частоты.

Второе ограничение может быть снято, если усложнить схему, объединив в ней несколько простейших синтезаторов, таких, как показанный на рис. 22.5. Схема синтезатора, реализованного на двух простейших синтезаторах, смеси­теле и генераторе с ФАПЧ, показана на рис. 22.6.

Оба синтезатора подключены к кварцевому генератору. Их выходные час­тоты соответственно

; .

Коэффициенты деления N_y1, N₁ и N_y2, N₂ подбираются такими, что ча­стота f₁ изменяется большими шагами, a f₂ — малыми. Частоты f₁ и f₂ склады­ваются с помощью смесителя и генератора с ФАПЧ, поэтому выходная частота синтезатора

. (22.28)

Изменяя коэффициенты N_y1, N_у2 и N₁ и N₂, можно частоту f_вых менять в ши­роких пределах. Например, если частота кварцевого генератора равна 5 мГц, то, выбрав N₁ = 50, a N_yl дискретно изменяя от 20 до 300, получаем частоты f₁, изменяющиеся от 2 до 30 мГц с шагом Δf =100 кГц. Выбрав при этом коэф­фициент N₂ = 5000, а N_у2 изменяя от 100 до 200, получаем шкалу частот f₂=100, 101, ..., 200 кГц. При таких параметрах синтезатор перекрывает диапазон частот от 1,8 до 30,2 мГц с шагом 1 кГц.

В процессе установки частоты синтезатора приходится устанавливать не только коэффициенты деления N_yl и N_y2. но грубо настраивать три гене­ратора.

Коэффициент преобразования частоты

может принимать не только целые, но и дробные значения.

Принцип дробного преобразования частоты используется в современных цифровых синтезаторах, реализуемых по базовой схеме, показанной на рис. 22.5. В них коэффициент деления управляемого делителя частоты изменяется во времени. Для этого время делят на последовательность циклов длительностью Т_ц. Каждый цикл в свою очередь делят на несколько подциклов. В течение каждого подцикла коэффициент деления управляемого делителя остается неиз­менным, но изменяется при переходе из одного подцикла в другой так, чтобы средний за время цикла коэффициент деления был равным заданному.

Подстройку управляемого генератора производят в конце каждого цикла. Для этого используют управляемый генератор, частоту которого изменяют напряжением, а источником управляющего напряжения служит цифро-анало­говый преобразователь (рис. 22.7). Сигнал управления получается цифровым фазовым детектором и соответствует средней за время цикла разности фаз (такой детектор может быть реализован на основе реверсивного счетчика им­пульсов). Упомянутый сигнал для подавления быстрых флуктуации фильтруется цифровым фильтром, программно реализованным на МП, и подается на ЦАП. Микропроцессор по заданному коду нужной частоты осуществляет программное управление делителем частоты.

Описанные синтезаторы частоты позволяют получить хотя и достаточно густую, но дискретную сетку частот. При необходимости иметь плавную пере­стройку частоты в синтезатор вводится перестраиваемый генератор, частота которого плавно изменяется в пределах шага дискретной перестройки и сум­мируется с частотой синтезатора дискретной сетки. Так как частота плавно перестраиваемого генератора низкая, то ее нестабильность незначительно уве­личивает нестабильность частоты синтезированной сетки.

Представленные структурные схемы синтезаторов дают основание для за­ключения, что метод непрямого синтеза частот лучше соответствует современ­ному состоянию развития элементной базы радиоэлектроники. Такие синтеза­торы реализуют на БИС. Кроме того, применение ФАПЧ позволяет получить выходное колебание без побочных продуктов преобразования. Это происходит благодаря фильтрующим свойствам ФАПЧ. Действительно, отняв из всех ча­стот, входящих в уравнение (22.25), частоту f₀, получаем уравнение для приращений частот. На основе этого уравнения определяем передаточную функ­цию приращений частоты:

. (22.29)

В случае ФАПЧ без фильтра (К(р) = 1)

, (22.30)

где τ = K_гK_ф.д / N_у; .

Если же после фазового детектора включен фильтр первого порядка , то

. (22.31)

Примеры (22.30) и (22.31) показывают, что ФАПЧ для приращений частоты представляет собой фильтр нижних частот, через который быстрые изменения частоты не проходят. Постоянная времени ФАПЧ τ увеличивается при увели­чении произведения K_гK_ф.д. Подбор параметров фильтра, включаемого в цепь ФАПЧ, позволяет оптимизировать передаточную функцию K_f (р).

Из выражения (22.27) следует, что система ФАПЧ в отличие от системы частотной АПЧ отслеживает частоту сигнала без остаточной ошибки. От раз­ности установившейся частоты f_вых и собственной частоты управляемого ге­нератора f₀ зависит только остаточная фазовая ошибка.

Благодаря перечисленным свойствам ФАПЧ применяют не только в синте­заторах частоты. В радиоприемниках она также нужна для реализации син­хронного детектора (см. § 17.5).

Литература: А.А. Каяцкас, “Основы радиоэлектроники”, Издательство «Высшая школа», Москва, 1988.

9.6. СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТ В ГЕТЕРОДИННЫХ ТРАКТАХ

В РПрУ широко используются различные методы синтеза дис­кретного множества (сетки) гетеродинных частот f_г1, ..., f_гi, ..., f_гn из одной эталонной частоты f_эт [11—14]. В СЧ не только форми­руются указанные частоты, но и выделяются колебания любой из них без ухудшения стабильности. Последняя должна определяться только эталонным (опорным) генератором (ЭГ), использующим для фиксации значения f_зт прецизионный кварцевый резонатор или квантовый стандарт. Функциональная схема включения ЭГ и СЧ приведена на рис. 9.16, на котором принято, что выходной сигнал е_СЧ(t) имеет частоту f_гi. Алгоритм работы СЧ задается си­стемой управления (СУ). Если в приемнике используется не одно, а несколько преобразований частоты, то на разных выходах СЧ необходимо одновременно иметь соответствующее число гетеродин­ных частотных «подставок».

Показатели, характеризующие работу СЧ, можно разделить на несколько групп.

К первой относятся: диапазон частот f_г, шаг сетки частот (раз­решающая способность) F_ш, число дискретных частот п, относи­тельная нестабильность частоты δ_г.

Во вторую — динамическую — входят: быстродействие (время t_уст, в течение которого устанавливается стационарный режим в СЧ) и вид переходного процесса.

Третья — спектральная — позволяет оценить фильтрующие свой­ства СЧ, т. е. способность его выделять колебания полезной ча­стоты на фоне помех. Спектральные показатели задаются в виде норм на «чистоту» спектральной линии сигнала е_СЧ(t). Они мо­гут задаваться как в частотной, так и во временной области. В первом случае речь идет о допустимых уровнях мощности детер­минированных (Р_дет) или случайных (Р_сл) помех, а во втором — о паразитном отклонении частоты либо набеге фазы колебаний за время наблюдения.

Более распространены частотные представления, согласно ко­торым вводятся параметры, определяющие отношение сигнал/по­меха на выходе СЧ: D_дет = Р_сч/Р_дет и D_сл = Р_сч/Р_сл, где Р_сч — мощ­ность полезного сигнала с частотой f_гi. Значение D_дет измеряется обычно в децибелах, т. е. D_дет =10·ln(Р_сч/Р_дет). Для характери­стики D_сл внутри полосы пропускания канала связи (внутриполосные помехи), в котором работает приемник, используются спект­ральные плотности мощности (СПМ) паразитных отклонений ча­стоты (ПОЧ) или фазы (ПОФ): S_f(F) или S_φ(F), где F — частота анализа (отстройки) от несущей частоты f_гi.

К четвертой группе показателей относятся энергопотребление, номиналы питающих напряжений, допустимая пульсация и т. п. Пятая (одна из важнейших) включает в себя массогабаритные показатели, элементную базу, надежность, серийноспособность и др. В ряде случаев доминирующими становятся требования к стоимости СЧ.

Многие из названных показателей находятся в жестком взаимном противоречии, так что попытки найти компромиссные решения приводят к значительному усложнению СЧ. Особо следует упомянуть о трудности одновременного достижения высококачественных динамических и спектральных характеристик. Для того чтобы по­лучить дискретное множество частот из одной — эталонной, она должна подвергнуться различным когерентным преобразованиям. Напомним, что два гармонических колебания считаются когерент­ными, если отношение приращений их полных фаз при t→ ∞ равно постоянному числу. Так, колебания на входе и выходе умножителя частоты в L раз и когерентны между собой, поскольку отношение приращений их полных фаз (аргументов косинуса) равно L. Следовательно, умножение частоты является когерентным преобразованием. Та­ковым же является и деление частоты. Суммирование или вычи­тание частот двух когерентных колебаний также относится к коге­рентным преобразованиям.

Если же аналогичная операция производится над некогерент­ными сигналами (например, образованными двумя независимыми источниками), то выходное колебание будет некогерентным по от­ношению к входным воздействиям. Далее, если одно колебание синхронизируется по другому с помощью ФАПЧ, то они коге­рентны между собой, а если для этих целей используется ЧАПЧ — то некогерентны. Сказанное объясняется тем, что в первом слу­чае Δf_ост = 0 и Δφ_ост = const, а во втором Δf_ост = const ≠ 0 и, следо­вательно, Δφ = var. В современных СЧ требуется, чтобы стабиль­ность любой из сформированных частот полностью определя­лась ЭГ, и поэтому в процессе синтеза автогенераторы, независи­мые от ЭГ, не участвуют. Что же касается системы ЧАПЧ, то она включается в комбинации с ФАПЧ для расширения полосы за­хвата последней и повышения быстродействия СЧ.

Методы когерентного синтеза частот можно классифицировать по способу фильтрации помех, образующихся в процессе образо­вания колебаний е_СЧ(t). Если для достижения этих целей при­меняется ФАПЧ, то говорят об активном или косвенном синтезе, если фильтры на элементах с сосредоточенными или распределен­ными постоянными — то о пассивном или прямом синтезе. Синте­заторы частоты того или другого типа могут быть выполнены целиком на аналоговой либо цифровой элементной базе или в смешанном аналого-цифровом варианте. В первом случае синтезатор частот называется аналоговым, во втором и третьем — цифровым (ЦСЧ).

Активные СЧ. Аналоговая схема такого рода устройства была описана в § 9.4 (см. рис. 9.10,6). Однако в настоящее время стре­мятся перейти к использованию цифровых АПЧ, а следовательно, к построенным на их базе ЦСЧ. Структурная схема ЦСЧ с им­пульсной частотно-фазовой автоподстройкой частоты (ИЧФАПЧ) изображена на рис. 9.17, где кольца ИЧАПЧ и ИФАПЧ очерчены соответственно штрихпунктирными линиями. К ИЧАПЧ относятся импульсный частотный детектор (ИЧД), реверсивный счетчик импульсов (РСИ), ЦАП, делители частоты с переменным (N_i) и фиксированным (М) коэффициентами деления (ДПКД и ДФКДЬ формирователи импульсных последовательностей (ФИП) и гете­родин (Г), объединенный с УЭ. Кроме части из названных звеньев ИФАПЧ включает в себя импульсный фазовый детектор (ИФД) и ФНЧ. Схема отражает стационарное состояние ИФАПЧ, по­этому напряжения на выходах ИЧД, ИФД, ЦАП и ФНЧ обозна­чены, как и на рис. 9.10,6, прописными буквами. Заштрихован­ными углами отмечены звенья, построенные на цифровой элемент­ной базе.

Принято, что гетеродин и ФНЧ — аналоговые устройства, хотя в принципе и они могут быть выполнены в цифровом виде, однако во всех случаях сигнал на выходе СЧ должен быть как можно более близким к гармоническому. Обозначения f_гi, f_эт, f_{N i} и f_cp на выходах цифровых блоков характеризуют частоты повторения им­пульсов в соответствующих точках схемы. В стационарном режиме частоты f_Ni = f_гi/N_i, и f_cp = f_эт/M равны друг другу, а фазовый сдвиг между колебаниями e_эт(t) и e_СЧД(t) составляет Δφ_ост. Последний термин по отношению к импульсным последовательностям следует трактовать как разность фаз между их первыми гармониками.

Делители ДПКД и ДФКД представляют собой счетчики им­пульсов. Коэффициент деления ДПКД выбирается с помощью по­дачи кодированной команды от СУ. Для смены рабочей частоты f_гi на соседнюю f_г(i+1) достаточно изменить значение N_i на единицу, так что , откуда следует, что F_ш = f_эт /М = f_ср. Таким образом, необходимость применения ДФКД, диктуется тем обстоятельством; что обычно F_ш < f_эт. Типовые зна­чения f_эт равняются 5 или 10 МГц, а F_ш = 10^a Гц, где а принимает значения от 1 или 2 в ДКМ диапазоне до 3 или до 6 в метровом и более высокочастотных диапазонах.

При достаточно густой сетке частот частота сравнения оказы­вается весьма низкой, вследствие чего возникает серьезная про­блема подавления колебаний с частотой f_ср в ФНЧ. Для решения этой задачи приходится уменьшать П_ФНЧ с тем, чтобы выполнить неравенство П_ФНЧ < f_ср. В результате полоса захвата ИФАПЧ со­ставляет только 5...10% шага сетки частот. Поскольку f_г на не­сколько порядков больше F_ш, при включении СЧ или в процессе перехода с одной частоты сетки на другую приходится использо­вать дополнительные технические средства для начальной грубой настройки (ГН) частоты гетеродина, т. е. для введения ее в по­лосу Δf_з. Структурная схема рис. 9.17 отражает вариант примене­ния ИЧАПЧ для решения этой задачи.

Предположим, что начальная расстройка Δf_н = f_г − f_гi настолько велика, что |Δf_н| >> Δf_з. Тогда в зависимости от знака Δf_н на одном из выходов ИЧД («+» или «−») появляется импульсная после­довательность e_ЧД(t), поступающая на счетный вход РСИ. Если сигнал возникает в цепи «+», то к числу, записанному в счетчик, при поступлении каждого импульса добавляется единица, а если в цепи «−», то единица вычитается. Соответственно код ГН на выходе РСИ увеличивается либо уменьшается. В ЦАП он преоб­разуется в ступенчатое управляющее напряжение e_у1(t), возрас­тающее или убывающее, но всегда направленное на уменьше­ние |Δf_н|. Изменение e_у1(t) от ступеньки к ступеньке прекратится только тогда, когда текущее значение расстройки частоты гетеро­дина относительно f_гi станет меньше зоны нечувствительности ИЧД, внутри которой e_ЧД(t) = Е_ЧД = 0. Остаточная расстройка Δf_ост в ИЧАПЧ должна быть меньше Δf_з. Для того, чтобы в фазо­вом кольце произошел захват и наступил стационарный режим (синхронизм). Окончание этапа грубой настройки (или так назы­ваемого поиска) индицируется ИЧД, который выдает специальный сигнал, разрешающий работу ИФАПЧ.

В реальных схемах СЧ вместо двух колец регулирования ис­пользуется одно — ИЧФАПЧ с датчиком рассогласования типа импульсного частотно-фазового детектора (ИЧФД), работающего в режимах частотного и фазового детектирования. В первом слу­чае ИЧФД эквивалентен ИЧД со статической характеристикой, близкой к релейной с зоной нечувствительности Δf_{з H} (сплошная линия на рис. 9.18). Во втором — СХ ИЧФД имеет вид периоди­ческой пилообразной функции от Δφ, что свойственно любым фазовым детекторам (рис. 9.19). В обоих случаях по оси ординат отложена постоянная составляющая Е_{и п} напряжения на выходе ИЧФД. Критерии смены режимов ИЧФД могут быть различными, например нарушение последовательности поступления входных импульсов.

Если между двумя соседними импульсами e_ЭТД(t), т. е. внутри интервала времени, равного периоду T_ср = l/f_сp, располагаются два или более импульса e_СЧД(t), то логикой работы схемы выносится решение о том, что , и на выходе ИЧФД по­является постоянное напряжение Е_{и п}, соответствующее логической единице. При отсутствии импульсов e_СЧД(t) внутри указанного ин­тервала, что может быть только в случае Δf < 0, вырабатывается напряжение Е_{и п}, соответствующее логическому нулю.

В синхронном режиме, когда происходит постоянное чередова­ние импульсов e_ЭТД(t) и e_СЧД(t), на выходе ИЧФД появляется импульсная последовательность со скважностью, зависящей от Δφ, и зависимость Е_{и п} от Δφ носит пилообразный характер. Приведен­ные на рис. 9.18 и 9.19 статические характеристики не позволяют, однако, адекватно описать все многообразие процессов в ИЧФАПЧ. Так, в области относительно небольших расстроек Δf (но при |Δf | > Δf_{з н}/2) сигнал ИЧФД на самом деле имеет вид периодиче­ской импульсной последовательности с модуляцией импульсов по ширине (длительности). В этом случае Е_{и п} изменяется так, как это отражено штриховыми прямыми на рис. 9.18. При включе­нии ЦСЧ и наличии частотной расстройки постоянная составляю­щая на выходе ИЧФД, выделяемая в ФНЧ, непосредственно или после некоторых функциональных преобразований воздействует на УЭ и заставляет f_г войти в полосу захвата ИФАПЧ.

Структурная схема, показанная на рис. 9.17 (даже с учетом объединения двух контуров регулирования в один), отражает да­леко не все способы сохранения высокой фильтрующей способности ИФАПЧ при малой полосе захвата последней. Стремление сгладить возникающие при этом противоречия привело к интен­сивному развитию альтернативных методов активного синтеза частот. Так, широко применяется ДПКД с дробным коэффициентом деления N_д (ДДПКД). В этом устройстве интервал между сосед­ними значениями N_дi равен не единице, а некоторой постоянной величине b < 1. Можно показать, что в данном случае F_ш = bf_ср, так что, задавая, например, b = 0,1, получаем, что частота сравнения на порядок превышает шаг сетки частот. Очевидно, что в таких условиях подавление колебаний с частотой f_cp значительно облег­чается, что приводит к расширению полосы захвата ИФАПЧ. Однако, как показывает анализ, в сигнале на выходе ДДПКД про­исходит периодическое скачкообразное изменение временного ин­тервала между соседними импульсами, что приводит к появлению в спектре e_СЧ(t) вредных дискретных составляющих с частотами, отличными от f_cp. Добиться расширения Δf_з при сохранении вы­сококачественных спектральных характеристик СЧ можно также путем использования нелинейного или коммутируемого ФНЧ. При включении ЦСЧ или смене рабочей частоты полоса П_ФНЧ в пере­ходном режиме делается достаточно широкой, а по достижении стационарного состояния происходит ее резкое уменьшение.

Одним из наиболее радикальных путей улучшения характери­стик СЧ с ИФАПЧ является применение принципа трансформа­ции шага сетки частот, реализуемого в многокольцевых структурах системы автоподстройки. В качестве примера рассмотрим двухкольцевой СЧ (рис. 9.20). Для упрощения на рисунке не изобра­жены полосовые фильтры на выходах ПЧ₁ и ПЧ₂, а также каскады ФИП. Через СГ обозначен стабилизируемый автогенера­тор — объект регулирования во внутреннем (не выходном) коль­це ИФАПЧ. В стационарном режиме выполняются равенства: и т. е. . Отсюда следует, что, изменяя N_i1 и N_i2 на единицу, можно получить перестройку гетеродина на F_ш = f_cp2 − f_cp1. Таким образом, f_cp2 и f_cp1 могут быть значительно боль­ше F_ш, т. е. условия подавления колебаний с частотами сравнения значительно благоприятнее, чем в схеме на рис. 9.17, при одном и том же значении F_ш.