Покровский / УМК ОРЭ ч.2(для студентов) / Радиоэлектроника(часть2) / Ответы(часть2)№41

24.3. СТАБИЛИЗАТОРЫ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Выходное напряжение выпрямителей имеет сравнительно большие пульсации и зависит от колебаний напряжения сети и изменения нагрузки. Для получения напряжения, незначительно зависящего от указанных факторов, применяют стабилизаторы. По принципу действия различают стабилизаторы, работающие с использованием регулирующей обратной связи и без обратной связи.

Стабилизаторы без обратной связи. Такие стабилизаторы еще называют параметрическими. Это стабилизаторы напряжения с нелинейными элементами, подключаемыми параллельно с нагруз­кой. Наиболее распространены параметрические стабилизаторы со стабилитронами (рис. 24.7, а). В схеме, показанной на рис. 24.7, б, диод VD2 включен для термокомпенсации, т. е. для компенсации изменений напряжения стабилизации стабилитрона, обусловленных изменением температуры.

Коэффициент стабилизации напряжения

где K₀ = U_{ВЫХ 0}/U_BX — коэффициент передачи напряжения; K_Δ = ΔU_ВЫХ/ΔU_ВХ — коэффи-циент передачи изменений напряжения. Для рассматриваемого стабилизатора

где R_d — дифференциальное сопротивление стабилитрона.

По интегральной технологии изготовляют специальные микро­схемы параметрических стабилизаторов. Роль стабилитрона в таких стабилизаторах выполняет смещенный p-n-p-переход эмиттер — база транзистора (рис. 24.8). Транзистор VT1 выполняет роль стаби­литрона, ток через который задает источник стабилизированного тока на полевом транзисторе VT2. Транзисторы VT3 и VT4 — усилитель, уменьшающий влияние тока нагрузки.

Параметрические стабилизаторы применяют тогда, когда потре­бляемый ток мал. Чаще всего их используют в качестве опорных источников напряжения, например в цифро-аналоговых преобра­зователях, в компенсационных стабилизаторах.

Компенсационные стабилизаторы. Их относят к стабилизаторам с обратной связью и выполняют по схеме, показанной на рис. 24.9. В этой схеме в контур (источник входного напряжения U_BX — на­грузка) последовательно включен регулирующий двухполюсник. Напряжение на этом двухполюснике U_рег = U_BX — U_ВЫХ при изме­нении U_BX или тока нагрузки изменяется так, чтобы U_BUli изменялось незначительно. Сигнал управления в виде разности выходного U_ВЫХ и опорного напряжения U_оп

ΔU = U_BЫX — U_ОП

выделяется измерителем и, усиленный, поступает на регулирующий элемент. Для улучше-ния фильтрации пульсаций выход стабили­затора обычно шунтируется конденсатором.

Простейшая схема компенсационного стабилизатора показана на рис. 24.10. В этой схеме транзистор VT выполняет роль регу­лирующего элемента, источник опорного напряжения представлен параметрическим стабили­затором на резисторе R и стабилитроне VD. Напря­жение управления ΔU ока­зывается приложенным между базой и эмиттером транзистора. Легко заме­тить, что транзистор VT в схеме этого стабилизатора включен так же, как в усилителе с общей базой, но этот усилитель используют в обращенном виде. Поэтому коэффициент стабилизации (без учета нестабильности опор­ного напряжения) равен коэффициенту усиления усилителя с об­щей базой, выходное сопротивление стабилизатора равно входному сопротивлению усилителя.

Для повышения коэффициента стабилизации и уменьшения выходного сопротивления стабилизатора дополнительно включают усилитель в соответствии со схемой, показанной на рис. 24.9. Выпускаемые промышленностью интегральные схемы стабилизато­ров, как правило, содержат усилитель. На рис. 24.11 представ­лена схема промышленного стабилизатора К142ЕН5А с выходным напряжением 5 В и мощностью 10 Вт, обеспечивающего точность установки напряжения 1 % и нестабильность 0,05 % при изме­нении входного напряжения на 1 В. Температурный коэффициент выходного напряжения ТКН = 0,02% · °С⁻¹.

Источник опорного напряжения реализован на транзисторах VT2 — VT5 с резисторами R2—R7. В этом источнике транзистор VT3 выполняет функцию стабилитрона параметрического стабилизатора. Транзисторы VT2 и VT4, VT5 обеспечивают умощнение и термостабилизацию источника. Опорное напряжение, поддерживаемое на коллекторе транзистора VT5, сравнивается с выходным напряжением стабилизатора. Сигнал ошибки усиливается усилителем на тран­зисторах VT7—VT9. Термокомпенсация усилителя обеспечивается диодом VD3 и транзистором VT9. Регулирующий элемент выполнен на составном транзи­сторе VT14, VT15.

Для защиты регулирующих транзисторов от перегрузок тока в стабилиза­тор введена схема защиты по току. Она реализована на резисторах R13, R14 и R16, транзисторе VT13 и диоде VD2. Когда выходной ток стабилизатора пре­вышает допустимое значение I_max, напряжение на резисторе R16 открывает транзистор VT13, замыкает базу транзистора VT14 с эмиттером (через R16) транзистора VT15 и закрывает регулирующий элемент (VT14, VT15).

В рассматриваемом стабилизаторе имеется и схема тепловой защиты, вы­полненная на стабилитроне VD1 и транзисторах VT1J, VT12. Когда температура стабилизатора превышает допустимое значение, ток через транзистор VT12 уве­личивается, напряжение на его эмиттере уменьшается и закрывает регулиру­ющий элемент.

Дополнительные элементы стабилизатора выполняют следующие функции: цепь VT1, R1 — схема запуска, транзисторы VT10, VT16 и VT17 — генераторы стабильного тока.

Компенсационные стабилизаторы точны и обеспечивают хорошее подавление пульсаций выпрямленного напряжения. Этим объяс­няется их широкое распространение. Однако КПД компенсацион­ных стабилизаторов невысок, так как регулирующий элемент рабо­тает как переменное сопротивление и на нем падает часть вход­ного напряжения.

Импульсные стабилизаторы. Их также относят к стабилизаторам с обратной связью. Принцип работы импульсного стабилизатора основан на периодическом подключении на время Т₁ нагрузки к источнику и ее отключении на время Т—Т₁ (рис. 24.12). Если напряжение источника равно Е, то посто­янная составляющая напряжения на на­грузке

U_вых = ET₁/T.

Очевидно, меняя длительность T₁, мож­но регулировать выходное напряжение.

Схема импульсного компенсационного стабилизатора показана на рис. 24.13. Пери­од следования запускающих импульсов Т за­дает управляемый генератор импульсов. Этими импульсами управ­ляется ключ, периодически подключающий и отключающий источ­ник напряжения Е. Назначение фильтра нижних частот — выделить постоянную составляющую выходного напряжения (сгладить); источника опорного напряжения U_оп и усилителя — выработать сигнал управления генератором импульсов: при повышении выходного напряжения длительности импульсов должны уменьшаться, а при понижении — увеличиваться.

В импульсных стабилизаторах применяют транзисторные и тиристорные ключи, LC-фильтры нижних частот. В качестве гене­раторов импульсов могут служить мультивибраторы и другие генераторы. Для облегчения фильтрации пульсаций частоту пере­ключения выбирают достаточно высокой (десятки килогерц).

Импульсные стабилизаторы используют в устройствах питания повышенной мощности, поэтому они чаще всего реализуются на гибридных схемах, в которых устройство управления выполнено в виде интегральной схемы, а ключ — на дискретных элементах.

Коэффициент полезного действия импульсного стабилизатора достаточно высок (до 85 %) и достигается тем, что на регулиру­ющем элементе выделяется небольшая часть энергии. Действительно, когда ключ открыт, через него течет ток, но напряжение на нем падает незначительно. Когда ключ закрыт, через него ток не течет.

Принцип импульсного стабилизатора реализуется и в устрой­ствах питания, в которых использован управляемый выпрямитель (см. рис. 24.5), а углы открывания тиристоров α регулируются так, чтобы на выходе фильтра напряжение оставалось постоянным. Ввиду того что зависимость постоянного напряжения от угла α нелинейная, устройство управления получается сложным. Такие устройства выполняют с применением микропроцессоров. Услож­нение устройства питания окупается его высокими экономическими показателями.

24.4. МИНИАТЮРИЗАЦИЯ УСТРОЙСТВ ПИТАНИЯ

Появление интегральных схем и особенно больших интегральных схем создало возможность предельно уменьшить габариты анало­говых и цифровых радиоэлектронных устройств. Однако уменьше­ние габаритов УП, построенных по традиционной схеме (транс­форматор, выпрямитель, стабилизатор), наталкивается на физиче­ские ограничения. Основное ограничение — размеры трансформа­тора. Действительно, предельная (габаритная) мощность трансфор­матора [20]

где Q_c, Q_о — площади сечения стержня и окна сердечника трансфор­матора соответственно; f — частота напряжения; B ≤ В_т, В_т — индукция насыщения сердечника; j — плотность тока в обмотке; η_тр — коэффициент полезного действия, k_c, k_о — коэффициенты за­полнения сердечника и окна.

Параметры трансформатора k_c и k_о ограничиваются конструк­тивными возможностями и достигают соответственно 0,75 — 0,85 и 0,2 — 0,4. Плотность тока j ограничивается тепловым режимом, индукция насыщения В_т — свойствами материала сердечника. Оче­видно, применяя ферромагнитные материалы с возможно боль­шей В_т, можно достичь определенного уменьшения габаритов. Однако процесс создания новых материалов с большими значениями В_т идет медленно, поэтому при повышении необходимой мощности приходится увеличивать размеры трансформатора. Аналогичная ситуация имеет место и при конструировании дросселей фильтров.

Уменьшить габариты УП можно только одним путем — увели­чивая частоту f переменного напряжения. Как видно из (24.13), заданную мощность можно получить от трансформатора с тем меньшими размерами Q_c и Q_о, чем выше частота f. При повыше­нии частоты f увеличивается частота пульсаций и их подавление обеспечивается фильтром с меньшей индуктивностью.

Реализация указанной возможности требует пересмотра клас­сической структурной схемы УП. Так как частоту питающей электрической сети изменить нельзя, то современные УП часто создают по схеме, показанной на рис. 24.14. Такие УП называют импульсными устройствами питания (ИУП).

Напряжение сети подается на вход выпрямителя без предва­рительной трансформации. Выпрямленное напряжение поступает на импульсный преобразователь, пре­вращающий постоянное напряжение в переменное с частотой следования им­пульсов в несколько десятков кило­герц. Переменное высокочастотное на­пряжение трансформируется малога­баритным трансформатором до нуж­ного значения, выпрямляется и ста­билизируется.

Несмотря на привлекательность представленной схемы, ее реализация будет иметь успех, если коэффициент полезного действия ИУП η_иуп будет примерно такой же, как η УП, реализованного по классической схеме. Это условие, очевидно, будет выполняться, если КПД импульсного преобразователя напряжения окажется близким к единице.

Импульсный преобразователь напряжения (ИПН) представляет собой двухтактный генератор с трансформаторной глубокой поло­жительной ОС. Типичная схема ИПН представлена на рис. 24.15.

При подключении напряжения питания к ИПН из-за асиммет­рии схемы ток через один из транзисторов (например, VT1) будет больше, чем через второй. Вследствие этого наводимые напряже­ния ОС будут неодинаковыми. Большее напряжение ОС, поступая на базу транзистора VT1, способствует росту его коллекторного тока. В это же время меньшее напряжение на базе транзистора VT2 уменьшит ток его коллектора. Лавинообразное увеличение тока коллектора транзистора VT1 происходит до тех пор, пока тран­зистор насытится и все напряжение источника питания Е окажется приложенным к половине коллекторной обмотки трансформатора. Напряжение на коллекторе остается неизменным до выхода тран­зистора из насыщения.

Для выяснения последующих процессов, протекающих в ИПН, нужно иметь в виду, что трансформатор в соответствии с эквивалентной схемой (см. рис. 7.5, б) замещается параллельным соединением пересчитанного сопротивления нагрузки , пересчитанного сопротивле-ния цепи базы и индуктивности L. Здесь K_тн и K_тB — соответствующие коэф-фициенты транс­формации.

В начальный момент, сразу после насыщения транзистора, весь ток кол­лектора течет через нагрузку . Так как в индуктивности приложено посто­янное напряжение, то ток через нее будет линейно нарастать: i_L(t) = Et/L. Поэтому ток коллектора насыщенного транзистора

тоже будет нарастать. Расти ток коллектора будет до тех пор, пока выполня­ется условие насыщения транзистора

,

где i_{B max} — максимальный ток базы, значение которого зависит от глубины ОС и сопротивления цепи базы; β_S — статический коэффициент усиления тока тран­зистора.

Ток коллектора i_K(t), достигнув значения i_{K max}, больше не растет. Пре­кращение роста тока коллектора транзистора VT1, трансформируясь в базовую обмотку, влечет за собой уменьшение напряжения на базе и, следовательно, уменьшает ток базы, а соответ­ственно и ток коллектора. Этот процесс из-за глубо­кой ОС протекает лавинообразно и заканчивается тем, что транзистор VT1 закрывается и открывается транзистор VT2. Так поочередно один транзистор открывается, а другой закры­вается.

Трансформаторы ИПН часто наматываются на сердечники с прямоугольной петлей намагничивания (рис. 24.16). При максимальном токе коллектора напря­женность магнитного поля Н обычно получается больше H_с и сердечник насыщается. Поэтому с ростом тока коллектора происходит перемагничивание сер­дечника, сопровождающееся уменьшением индуктивности трансформатора. Из-за этого меняется скорость роста тока коллектора. Типичная форма импульсов тока коллектора показана на рис. 24.17.

Описанный ИПН обладает существенными недостатками: глубокое насыще­ние сердечника трансформатора, вызывающее увеличение потерь энергии и огра­ничивающее частоту переключений; значительное влияние на режимы работы транзисторов изменения нагрузки и температуры; большое напряжение на за­крытых транзисторах, равное удвоенному напряжению питания Е.

От первых двух недостатков свободна схема ИПН, показанная на рис. 24.18, а. В этой схеме используются трансформатор с обмоткой ОС и дроссель L. Пере­магничивание сердечника дросселя происходит с заходом в области насыщения, а переключение транзисторов наступает до насыщения сердечника трансфор­матора.

Высоковольтные ИПН, как правило, собирают по мостовой схеме, показан­ной на рис. 24.18, б. В этой схеме попарно открываются транзисторы VT1, VT4 и VT2, VT3. Этим обеспечивается попеременное подключение концов пер­вичной обмотки к зажимам «+», «−» источника. Напряжения на закрытых транзисторах равны Е.

Наряду с описанными применяются регулируемые ИПН, длительности им­пульсов которых изменяются внешними управляющими сигналами. Такие ИПН могут быть реализованы на основе схем, представленных на рис. 24.15 и 24.18, путем добавления источника запускающих импульсов и изменения смещения, подаваемого на базы транзисторов, так, чтобы в исходном состоянии все тран­зисторы были закрытыми. Транзисторы открываются запускающими импульсами, поэтому, изменяя расстояние между запускающими импульсами, можно менять длительности выходных импульсов.

Применение управляемых ИПН позволяет строить источники питания по схеме, показанной на рис. 24.19. Здесь в отличие от схемы, показанной на рис. 24.14, стабилизация напряжения осу­ществляется не компенсационным стабилизатором, а стабилизатором, совмещенным с управляемым ИПН. Стабилизация выходного напряжения осуществляется путем изменения длительности им­пульсов.

Современные ИПН работают на частотах в несколько десятков килогерц, их КПД близок к единице.

Литература: А.А. Каяцкас, “Основы радиоэлектроники”, Издательство «Высшая школа», Москва, 1988.

6