Покровский / УМК ОРЭ ч.2(для студентов) / Радиоэлектроника(часть2) / Ответы(часть2)№05

17.3. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ

Устройство, переносящее спектр радиосигнала из области низких в область более высоких частот или, наоборот, из более высоких в область более низких частот, называют преобразователем час­тоты. Спектр преобразованного сигнала S_п(jω) со спектром вход­ного сигнала S₁(jω) связан соотношением

, или .

Преобразование происходит в нелинейном элементе при «сме­шивании» сигнала со вспомогательным гармоническим колебанием. Нелинейный элемент в преобразователе частоты называют смеси­телем, генератор вспомогательного сигнала — гетеродином. Пре­образованный, выходной, сигнал промежуточной частоты выде­ляется узкополосным фильтром. Фильтр также подавляет побочные продукты преобразования частоты — высшие гармоники сигнала и вспомогательного колебания, а также колебания с мешающими комбинационными частотами.

Наименьшее количество побочных продуктов преобразования получается в преобразователе частоты с перемножителем напря­жения. Действительно, если на входы перемножителя подаются колебания

то выходное колебание состоит из двух составляющих:

Одна из них с промежуточной частотой ω_п1 = |ω_с − ω_г| либо ω_п2 = ω_с + ω_г выделяется фильтром, а другая подавляется. Коэффициент передачи преобразователя

зависит от параметра перемножителя А, а также от напряжения гетеродина.

Схема преобразователя частоты на интегральном перемножи­теле напряжений показана на рис. 17.8. Выходной контур в за­висимости от требуемой промежуточной частоты настраивают на частоту |ω_с — ω_г| либо на частоту ω_с + ω_г.

Перемножители напряжений работают в ограниченном частот­ном диапазоне; кроме того, их производство сравнительно сложно, поэтому в различных радиотехнических устройствах используют специальные ИС преобразовате­лей частоты, в состав которых иногда входит и гетеродин.

Наиболее распространены ИС смесителей на дифференциаль­ном каскаде. В качестве такого примера можно указать ИС сме­сителя 219ПС1 (рис. 17.9, а). На рис. 17.9, б показана схема соединения выводов ИС в преоб­разователях частоты. Напряже­ние сигнала и_с подается на базу транзистора VT3 и таким образом изменяет силу тока эмиттеров дифференциального каскада на транзисторах VT1 и VT2. Напряжение гетеродина и_c подается на базу транзистора VT2, а также сдвинутое по фазе цепочкой L1C на базу транзистора VT1. Напряжение сигнала промежуточ­ной частоты выделяется на контуре, включенном в коллекторную цепь транзистора VT2.

В рассмотренном смесителе, как и в аналоговом перемножи­теле напряжений, используется зависимость выходных токов дифференциального каскада от напряжений на базах транзисто­ров VT1 и VT2, а также от силы тока эмиттеров этих транзис­торов, задаваемого транзистором VT3. Поэтому по аналогии с (17.4) можно записать выражение тока коллектора транзистора

Это выражение содержит составляющую i₀k_сk_гu_сu_г, которая дает нужный продукт преобразования, как и в преобразователе с перемножителем напряжений. Однако в составе тока этого сме­сителя имеются составляющие, прямо пропорциональные напря­жению сигнала и напряжению гетеродина, поэтому выходной ток содержит составляющие с частотами ω_с и ω_г.

Выражение (17.9) удовлетворительно описывает поведение смесителя только при определенных достаточно малых напряже­ниях и_с и u_г. В общем случае надо иметь в виду, что ток i_K представляется более сложным выражением

В этом случае в выходном токе смесителя будут составляющие с комбинационными частотами

. (17.11)

Наличие комбинационных частот — плата за упрощение пре­образователя.

Современные радиоприемные устройства, как правило широ­кодиапазонные, принимают сигналы, частоты которых значительно различаются. Применение преобразователей частоты во входных цепях радиоприемников позволяет перенести спектр сигнала с любой заданной частотой в полосу постоянной промежуточной. Такое преобразование частоты создает возможность осуществлять фильтрацию и усиление сигнала с помощью неперестраиваемых полосовых усилителей.

Нужно иметь в виду, что использование преобразователей частоты в радиоприемниках создает побочные каналы приема. Действительно, если, например, промежуточная частота ω_п = ω_г — ω_с, то та же промежуточная частота ω_п получается при пре­образовании сигнала с частотой ω_с1 = ω_г + ω_п = ω_с + 2ω_п.

Если же смеситель преобразователя частоты создает много комбинационных частот, то существует и много побочных кана­лов приема. Частоты таких каналов приема ω_с1 находятся путем решения уравнения (17.11) относительно ω_с1. При разработке ра­диоприемников принимают специальные меры для устранения побочных каналов приема. Одна из таких мер — применение пре­образователей частоты с малым количеством комбинационных частот — преобразователей на полевых транзисторах с двумя зат­ворами на перемножителях напряжений.

Литература: А.А. Каяцкас, “Основы радиоэлектроники”, Издательство «Высшая школа», Москва, 1988.

7.5. ТРАНЗИСТОРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ

Для преобразования частоты используют как ПТ, так и БТ. В них преобразование происходит вследствие изменения крутизны характеристики прямой передачи под действием напряжения гете­родина. Возможны различные варианты схем подачи напряжения сигнала и гетеродина на смесительные элементы. На рис. 7.8 при­ведены схемы преобразователей с отдельным гетеродином на ПТ и БТ. В первой схеме напряжение сигнала подано в цепь затвора, а напряжение гетеродина — в цепь истока. По сигналу получается схема с ОИ, а для гетеродина — схема с ОЗ. Во второй схеме на­пряжение сигнала подается в цепь базы, а напряжение гетероди­на — в цепь эмиттера. Этим достигается хорошая развязка цепей сигнала и гетеродина.

Лучшая развязка между сигнальной и гетеродинной цепью до­стигается в схеме на двузатворном ПТ (рис. 7.9), так как напряжения сигнала и гетеродина подаются на разные затворы. В этой схеме преобразование частоты происходит потому, что при изме­нении напряжения на гетеродинном затворе изменяется крутизна сток-затворной характеристики по сигнальному затвору.

Хорошая развязка цепей сигнала и гетеродина и высокая ус­тойчивость против самовозбуждения в широком диапазоне частот достигаются в каскодных смесителях. На рис. 7.10 приведен ва­риант схемы, в которой напряжения сигнала и гетеродина поданы на базы разных транзисторов. По сигналу получается каскодная схема ОЭ—ОБ, обеспечивающая высокую устойчивость. Преобразование частоты происходит вследствие изменения крутизны харак­теристики второго транзистора. Аналогично можно построить каскодный смеситель на ПТ.

Усилительный прибор — транзистор можно использовать одно­временно и для генерирования колебаний. В этом случае преоб­разователь называется генерирующим (автодинным). Но опти­мальные режимы для генерирования и для преобразования час­тоты неодинаковы. Стабильность частоты генерации получается низкой, поэтому такие ПЧ можно использовать только в недоро­гих приемниках невысокого класса. Гораздо большее распростра­нение получили ПЧ с отдельным гетеродином.

Режим по постоянному току смесителей выбирают так, чтобы работать на нелинейном участке ВАХ прямой передачи и по воз­можности использовать участок с линейным изменением крутиз­ны этой характеристики (рис. 7.11). Из графика рис. 7.11, а ам­плитуда первой гармоники крутизны , a крутизна преобразования по первой гармонике согласно (7.19) . В режиме усиления можно использовать g₂₁ = g_21max, следовательно, крутизна в режиме преобразо-вания меньше крутизны в режиме усиления.

Аналитический расчет параметров ПЧ на БТ возможен с ис­пользованием экспоненциальной аппроксимации характеристик. Например, характеристика i_Э = f(u_БЭ) хорошо аппроксимируется экспонентой

где i₀ и b — параметры экспоненты. Они определяются из реаль­ных характеристик транзистора.

Учитывая i_К = h_21бi_Э и (7.29), определяем крутизну

Здесь ; U_Б0 — исходное напряжение на базе в рабочей точке.

Разлагая (7.30) в ряд Фурье, получаем

В этом выражении — ток коллектора в рабочей точке; J₀(bU_г) и J_k(bU_г) — модули функций Бесселя мни­мого аргумента первого рода нулевого и k-го порядков. Из (7.31) находим среднее значение крутизны и крутизну преобразования:

Входные и выходные сопротивления транзисторов в режиме преобразования приблизительно в 1,5...2 раза больше, чем в ре­жиме усиления, а входные и выходные емкости в режиме усиле­ния и преобразования фактически одинаковы.

У ПТ сток-затворная характеристика квадратична, поэтому зависимость крутизны этой характеристики g₂₁ от U_ЗИ линейна (рис. 7.11,6). Исходное смещение на затворе U_З0 берут равным половине напряжения отсечки U_З0 = 0,5U_отс и амплитуду напря­жения гетеродина U_г равной U_З0, чтобы полностью использовать линейный участок изменения крутизны и не заходить в область появления токов затвора. При этом амплитуда первой гармоники крутизны , где — крутизна в рабочей точке. Крутизна преобразования . Как ви­дим, крутизна преобразования G_21пр в 2 раза меньше крутизны в режиме усиления при том же напряжении смещения на за­творе U_З0. В рассмотренном режиме без отсечки амплитуды выс­ших гармоник крутизны , и т. д. равны нулю, следова­тельно, будет только два побочных канала приема: зеркальный и прямого прохождения.

В интегральном исполнении ПЧ часто выполняют по баланс­ной или двойной балансной схеме. Для балансных преобразова­телей используют дифференциальные каскады (рис. 7.12). Коллек­торное напряжение на смесительные транзисторы VT₁ и VT₂ по­дано через среднюю точку катушки индуктивности выходного ре­зонансного контура, настроенного на промежуточную частоту. Токи i₁ и i₂ транзисторов VT₁ и VT₂ через выходной контур текут встречно, и выходное напряжение пропорционально их разности. Напряжение гетеродина на смесительные транзисторы подано че­рез транзистор VT₃ синфазно. Поэтому токи i₁ и i₂ с частотой ге­теродина, его гармоник и составляющие токов шумов гетеродина, имеющие в обоих транзисторах одинаковые фазы, взаимно ком­пенсируются и не создают напряжения в выходных цепях. Под действием напряжения гетеродина меняется крутизна характерис­тики каждого из транзисторов VT₁ и VT₂.

Напряжение сигнала действует на транзисторы смесителя противофазно, поэтому составляющие тока промежуточной частоты также противофазны. Эти токи в выходном контуре текут встреч­но, поэтому составляющие промежуточной частоты складываются.

В балансном преобразователе, как и в балансном усилителе, происходит компенсация четных гармоник преобразуемого сигна­ла. В частности, в балансном преобразователе компенсируются помехи с частотами полузеркальных каналов .

Балансная схема является аналоговым перемножителем на­пряжений, построенным по методу переменной крутизны, т. е. на основе зависимости крутизны транзистора от тока эмиттера. Та­кая схема не балансна по одному из напряжений, одно из них проходит на выход. Схема двойного балансного смесителя для напряжений сигнала и гетеродина приведена на рис. 7.13. Смеситель построен на основе трех дифференциальных транзисторных пар. Напряжение и_с подано на транзисторные пары VT₁, VT₂ и VT₃, VT₄, крутизны характеристик которых меняются под дейст­вием напряжения и_г с помощью транзисторов VT₅ и VT₆. На тран­зисторы каждой пары напряжение сигнала подается противофазно, а напряжение гетеродина — синфазно на оба транзистора одной пары, но противофазно для разных пар. Токи всех тран­зисторов - определяются ГСТ на транзисторе VT₇, напряжение на базе которого стабилизировано цепью из резистора R₁ и тран­зистора VT₈ в диодном включении. Реальные устройства помимо множительного ядра, представленного на рис. 7.13, содержат кас­кады перехода от несимметричного включения к симметричному и обратно.

В рассмотренных балансных ПЧ не подавляются частоты зер­кального канала. Преобразователь с компенсацией помех зеркаль­ного канала можно построить по схеме, приведенной на рис. 7.14. Принцип работы такого двуканального компенсатора с фазовым подавлением состоит в том, что принимаемый сигнал в разных каналах имеет одинаковую фазу и при суммировании в общем тракте удваивается, а зеркальные помехи противоположны по фазе и компенсируют друг друга.

Напряжение от гетеродина u_г = U_гcos(ω_гt + φ_г) подается на смесители См₁ и См₂, в качестве которых могут использоваться любые из рассмотренных схем. Напряжения сигнала основного канала u_с = U_сcos(ω_сt + φ_с) и зеркального канала u_зк = U_зкcos(ω_зкt + φ_зк) подаются на смеситель См₁ непосредственно и на смеситель См₂ через фазовращатель Фв₁ со сдвигом по фазе на π/2. В качестве основного канала принят сигнал на частоте , в качестве зеркального . На выходе См₁ после фильтра ФПЧ будет выделяться напряжение промежуточ­ной частоты основного и зеркального каналов: , . Здесь K_п — коэффициент передачи смесителя вместе с фильтром ФПЧ.

На выходе См₂ после ФПЧ (коэффициент передачи фазовра­щателя полагается равным единице) , .

После фазовращателя Фв₂ фаза сигнала u_с2 оказывается та­кой же, как у u_с1 (φ_с1 = φ_с2 = φ_г − φ_с), а фаза помехи u_зк2 отлича­ется от фазы u_зк1 на π. При одинаковых коэффициентах переда­чи трактов смесителей напряжение сигнала на выходе сумматора имеет удвоенную амплитуду, а напряжения зеркальной помехи взаимно компенсируются и на выходе отсутствуют.

Литература: Н. Н. Фомин, “Радиоприемные устройства”, Издате6льство «Радио и связь», Москва, 1996.

6