8.Лабораторная работа №7

ИССЛЕДОВАНИЕ ОДНОТАКТНОГО ШИРОТНО - ИМПУЛЬСНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Цель работы:

1. Изучить принципы построения и работы однотактных широтно-

импульсных преобразователей.

2. Изучить электромагнитные процессы однотактного широтно -

импульсного преобразователя.

3. Экспериментально исследовать работу однотактного широтно -

импульсного преобразователя на активную и активно - индуктивную

нагрузку на универсальном лабораторном стенде "Основы

электропривода и преобразовательной техники".

Краткие теоретические сведения [4].

Современные широтно – импульсные преобразователи выполняются на силовых транзисторных ключах.

Принципы построения силовых транзисторных ключей.

Силовой транзисторный ключ (СТК), является тем элементом преобразователя, который управляет процессами преобразования энергии. Специфика протекания этих процессов требует более детального рассмотрения принципов работы СТК и его элементной базы для обеспечения надёжности ШИП. Рассмотрим классическую схему одного плеча преобразователя. Заметим, что однотактный ШИП содержит одно плечо. На рис. 8.1 представлена схема такого плеча и показаны электромагнитные процессы, протекающие в нем при включении и выключении транзистора. Классическая теория динамических процессов выделяет четыре коммутационных интервала при работе плеча на активно-индуктивную нагрузку, два при включении транзистора и два при выключении. При включении транзистора выделяются этап восстановления диода в фазе высокой обратной проводимости (t₁ на рис. 8.1) и этап установления стационарного состояния силового высоковольтного транзистора (t₂ на рис. 8.1). На первом из отмеченных этапов по цепи «транзистор-диод» протекает значительный ток, который может превысить номинальный в несколько раз. При этом напряжение на транзисторе остается равным напряжению питания. Этот этап является наиболее опасным для транзистора. На втором этапе ток уменьшается до номинального при одновременном уменьшении напряжения на транзисторе. При выключении транзистора выделяются этап рассасывания неосновных носителей заряда в коллекторе силового высоковольтного транзистора (t₄ на рис. 8.1) и этап спада тока коллектора силового транзистора и включения диода (t₄ на рис. 8.1).

На всех отмеченных интервалах коммутации в транзисторе и диоде выделяется значительная мощность.

В настоящее время основными приборами силовой электроники в области коммутируемых токов до 50 А являются биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT); полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET).

В области коммутируемых токов более 50 А основными приборами силовой электроники являются силовые модули на базе IGBT.

Рис. 8.1 – Динамические процессы при переключении силового транзисторного ключа

Обобщенная функциональная схема управления транзисторным ШИП

приведена на рис. 8.2. Она содержит генератор (Г), генератор пилообразного напряжения (ГПН), схему сравнения (СС), распределитель импульсов (РИ) и усилители (У). Как правило, между усилителями сигнала управления и распределителем включены элементы гальванической развязки (оптотранзисторы).

Временные диаграммы, поясняющие работы схемы управления ШИП, приведены на рис. 8.3.

Импульсы, вырабатываемые генератором (см. рис.8.3, а) поступают на вход генератора пилообразного напряжения. Выходные импульсы генератора пилообразного напряжения (см. рис. 8.3, б) поступают на вход схемы сравнения. На второй вход схемы сравнения поступает напряжение управления U. При равенстве амплитуды выходного импульса генератора пилообразного напряжения и напряжения управления происходит срабатывание схемы сравнения. На выходе схемы сравнения появляется импульс прямоугольной формы (рис.8.3, в). Длительность импульса, как это видно из рис. 8.3, определяется уровнем напряжения управления U.

В схеме управления однотактного ШИП этот импульс требуется лишь усилить, а затем подавать на силовой транзистор ШИП.

В схеме управления двухтактного ШИП импульсы с выхода СС поступают на вход распределителя импульсов, а затем поступают на усилители сигналов, а далее на силовые транзисторы ШИП.

Рис.8.2 - Обобщенная функциональная схема управления транзисторным ШИП

Рис.8.3 – Временные диаграммы, поясняющие принцип работы схемы управления ШИП

Однотактные ШИП содержат в своем составе один транзистор. Однотактные ШИП (ОШИП) могут быть выполнены с последовательным включением транзистора или с параллельным включением транзистора [4].

В лабораторном стенде НТЦ-25 может быть реализован ОШИП с последовательным включением транзистора. На рис.8.4. приведена схема ОШИП с входным фильтром (L₁-С₁) и сглаживающим фильтром (L₂-С₂). Эта схема находит широкое применение в вторичных источниках питания.

Рис. 8.4- Схема ОППН I с входным фильтром (L₁-С₁) и сглаживающим фильтром (L₂-С₂)

В ОШИП основным режимом работы является режим непрерывного тока в дросселе цепи нагрузки, L₂. Однако при малой величине коэффициента скважности γ или малом выходном токе такой регулятор может перейти в режим прерывистого тока в дросселе [5].

Режим непрерывного тока в дросселе

Временные диаграммы токов и напряжений ОШИП с последовательным ключевым элементом для режима непрерывного тока приведены на рис.8.2.

Длительность открытого состояния транзистора t_и регулируется в пределах 0<t_и<T, где T – период следования импульсов.

Величина выходного напряжения ОШИП с последовательным ключевым элементом

U_вых= U_п t_и/ T= U_пγ,

где γ= t_и/ T –коэффициент скважности;

U_п – среднее значение напряжения питания ШИП.

В относительных единицах

(8.1)

Таким образом, величина выходного напряжения однотактного ШИП с последовательным ключевым элементом регулируется в пределах от U_п до нуля.

Формула (8.1) является выражением регулировочной характеристики ОШИП для режима непрерывного характера тока.

Если принять, что пульсации напряжения на конденсаторе С₂ достаточно малы, а постоянная времени дросселя τ_др = L/r >> Т (где r — активное сопротивление обмотки дросселя), то можно считать линейным закон изменения тока в обмотке дросселя (i_L2) на соответствующих интервалах времени (см. рис. 8.5). Тогда на интервалах замкнутого и разомкнутого состояний транзистора VT ток через обмотку дросселя, а, следовательно, и ток через транзистор и через диод изменяются в соответствии с выражениями:

– при 0<t<t_и, i₁(t)=I_min+(U_п-U_нг) t/L =i_к;

– при 0<t<t_п , i₂(t)=I_max-(U_нг/L) t=i_VD,

где I_min и I_max – минимальное и максимальное значения тока коллектора транзистора i_к и диода i_VD соответственно.

Для того чтобы найти эти значения, приравняем энергию, потребленную от источника питания за время t_и, и энергию, выделенную в нагрузке за период Т:

.

Рис. 8.5 - Временные диаграммы, поясняющие работу ОШИП:

u_{у VT} – напряжение управления транзистора;

i_к – ток коллектора транзистора VТ;

i_VD – ток диода VD;

u_вх.ф – напряжение на входе сглаживающего фильтра;

i_др2 – ток дросселя сглаживающего фильтра;

u_др2 – напряжение на обмотке дросселя сглаживающего фильтра;

u_нг – напряжение нагрузки;

i_вх – ток входной цепи преобразователя.

На рис.8.6 приведена регулировочная характеристика ОШИП для режима непрерывного тока нагрузки.

Рис.8.6 - Регулировочная характеристика ОШИП при непрерывном токе нагрузки

Отсюда с учетом того, что при t=t_и ток, протекающий через обмотку дросселя L₂, достигает величины i_L=I_max, определим максимальное и минимальное значения тока, протекающего через обмотку этого дросселя:

где знак минус соответствует минимальному, а плюс — максимальному значению тока.

Напомним, что γ =t_и/T– коэффициент скважности.

Среднее значение тока через дроссель L₂ за период Т

(8.2)

Среднее значения тока через транзистор VT

I_к.ср=I _нгγ. (8.3)

Среднее значения тока через диод VD

(8.4)

Напряжение на транзисторе U_кэ и на шунтирующем диоде U_VD в выключенном состоянии равно напряжению на входе преобразователя:

U_кэ = U_VD = U_п. (8.5)

Расчетная мощность транзистора Р_к, показывающая степень использования транзистора по отношению к мощности нагрузки, при пренебрежении пульсациями тока в дросселе:

Р_к = U_{к max}I_{к max} = Р_нг/γ. (8.6)

Отсюда следует, что наилучшее использование транзистора по мощности имеет место при коэффициенте скважности γ → 1.

Найдем критическое значение тока нагрузки, которое при заданной индуктивности дросселя L₂ еще поддерживает режим непрерывного тока нагрузки. С этой целью полагаем I_min = 0, тогда

I_н.кр=U_пγ(1 - γ)/(2L₂ƒ). (8.7)

Аналогично можно найти критическую индуктивность, L_кр, которая при заданном токе нагрузки еще поддерживает режим непрерывного тока в нагрузке

L_кр = U_пγ(1 - γ)/(2I_нгƒ). (8.8)

Режим прерывистого тока в дросселе

Если ток нагрузки I_нг < I_нг.кр при заданной индуктивности дросселя, либо L < L_кp при заданном токе нагрузки, то преобразователь переходит в режим прерывистых токов в дросселе [5]. Для этого случая регулировочная характеристика преобразователя отличается от его регулировочной характеристики в режиме непрерывных токов и может быть получена в предположении, что I_min = 0. Обозначая время проводящего состояния диода через t′_п и полагая, что к концу работы шунтирующего диода в этом режиме ток в обмотке дросселя, i_др.2, при t=t_п' равен 0, находим

t′_п = (U_п – U_нг)t_и/U_нг.

Среднее значение тока в нагрузке за период Т найдем в виде

Отсюда после умножения обеих частей равенства на сопротивление нагрузки R_нг и ряда преобразований получим регулировочную характеристику регулятора в режиме прерывистого тока

(8.9)

где τ_{др нг} = L/R_нг.

Регулировочная характеристика изображена на рис. 8.7 для двух значений τ_др.нг штриховыми линиями 2 и 3. Видно, что режим непрерывных токов в дросселе наступает тем раньше, чем больше τ_{др нг}. Заменив левую часть уравнения (8.9) на γ, находим значение γ_кр, при котором наступает критический режим:

γ _кр = 1 - 2τ_{др нг}ƒ. (8.10)

Рис.8.7 –Регулировочные характеристики ОШИП:

1 — для основной схемы регулятора в режиме непрерывного тока;

2 и 3 — то же в режиме прерывистого тока при двух значениях τ_др.нг1 и

τ_др.нг2 > τ_др.нг1

Раскрывая τ_{др нг} и заменяя R_нг = U_нг/I_нг, преобразуем выражение (8.9) к виду

U_нг/U_п = Ū_нг = γ²/ [γ² – (2LI_нгƒ/U_вх)], (8.11)

который является по существу внешней характеристикой идеального ОШИП в режиме прерывистого тока. Эти характеристики при различных значениях γ показаны в относительных единицах на рис. 8.8. При I_нг > I_нг.кр внешняя характеристика идеального ОШИП не зависит от тока нагрузки (сплошные линии в области 2). Отметим, что идеальным преобразователем принято считать преобразователь без потерь мощности на элементах схемы.

Внешняя характеристика реального ОШИП в режиме непрерывного тока зависит от тока нагрузки и при I_нг > I_нг.кр, что обусловлено наличием активного сопротивления обмотки дросселя R_L [5]. Эту характеристику ОШИП определим из условия равенства вольт - секундных площадей в установившемся режиме, действующих на индуктивности дросселя на интервалах t_и и t_п, в предположении, что сопротивление обмотки дросселя R_L отлично от нуля. Тогда

(U_вх - U_нг – I_нгR_сх)t_и = (U_нг+ I_нгR_сх)t_п,

откуда

U_нг/U_вх = γ – I_нгR_сх/U_вх, (8.12)

где R_сх – активное сопротивление элементов схемы, по которым течет ток нагрузки. В данной схеме R_сх равно активному сопротивлению обмотки дросселя, т.е. R_сх = R_L.

Эти характеристики показаны на рис. 8.8 штриховыми линиями в области 2.

Рис. 8.8 - Внешние характеристики ОШИП при различных γ для режимов прерывистого (область 1) и непрерывного (область 2) тока

Выходное сопротивление ОШИП

R_вых=-δU_н/ δI_н= R_сх.

Пульсации выходного напряжения. При расчете сглаживающего фильтра всегда необходимо установить значения коэффициента пульсаций напряжения на входе фильтра k_п1 и коэффициента пульсаций напряжения на выходе фильтра k_п2.

Коэффициент пульсаций напряжения на входе сглаживающего фильтра без учета падения напряжения на активном сопротивлении обмотки дросселя определяется отношением амплитуды основной (первой) гармоники переменной составляющей напряжения пульсаций U_{п m(1)} к среднему значению выходного напряжения преобразователя U_нгт.е.

k_п1= U_{п m(1)}/ U_нг.

Поскольку U_{п m(1)}=[2/π]U_вхsin (180^оγ) [4],

а U_нг= U_вхγ, то коэффициент пульсаций на входе фильтра

k_п1 = [2/(πγ)]sin (180^оγ). (8.13)

Зависимость амплитуды пульсаций напряжения нагрузки, которое равно амплитуде пульсаций напряжения на конденсаторе фильтра С₂, ΔU_C2, от параметров фильтра можно установить, определив заряд ΔQ в фильтрующем конденсаторе С₂, обусловливающий изменение выходного напряжения от минимального его значения до максимального [4]:

ΔQ=[0,5(U_вх-U_нг)t_и/2L]T/2.

Учитывая, что ΔQ = С₂ ΔU_C2, находим

ΔU_С2 = U_вхγ(1-γ)/(8LC₂f²) = U_нг(1-γ)/(8LC₂f²). (8.14)

Из соотношения (8.14) легко определить величину коэффициента пульсаций k_п2 при уже известных параметрах сглаживающего фильтра, значении частоты f и значении коэффициента скважности γ:

k_п2 = (1- γ)/( 8LC₂f²). (8.15)

Порядок выполнения работы:

1.Изучить краткие теоретические сведения о широтно - импульсных

преобразователях.

2. Теоретически построить регулировочные характеристики для однотактного ШИП для заданного типа нагрузки:

- для активной нагрузки;

- для активно-индуктивной нагрузки.

3. Исследовать работу однотактного ШИП на активную нагрузку.

4. Исследовать работу однотактного ШИП на активно-индуктивную нагрузку.

5. Сравнить экспериментально снятые регулировочные характеристики

по п. 3, 4 с теоретически построенными по п.2 и сделать выводы.

6. Оформить отчет по лабораторной работе.

Описание универсального лабораторного стенда [1].

Для проведения необходимых экспериментальных исследований универсальный лабораторный стенд в своем составе имеет трехфазный широтно-импульсный преобразователь, в состав которого входят два широтно – импульсных преобразователя:

- двухтактный ШИП;

- однотактный ШИП.

Двухтактный ШИП представляет собой мост на IGBT-транзисторах, собранных в одном силовом модуле. Два плеча моста используются для получения реверсивного ШИП для питания якоря ДПТ НВ электромашинного агрегата, входящего в состав стенда.

Оставшееся плечо, состоящее из двух транзисторов используется в стенде в качестве однотактного нереверсивного ШИП и применяется для питания обмотки возбуждения ДПТ НВ.

Схема силовой части трехфазного широтно-импульсного преобразователя приведена на рис. 8.9.

Отметим особенность управления транзисторов двухтактного ШИП для управления IGBT-транзистором нужно напряжение. Поскольку верхний транзистор каждого плеча моста включается от конденсатора, который требуется периодически заряжать, в алгоритм работы системы управления ШИП необходимо ввести дополнительную операцию. Реальная работа транзисторов одного плеча ШИП на интервале заряда конденсатора имеет следующий вид:

- нижний транзистор– открывается на короткие промежутки времени для заряда конденсатора.

- верхний транзистор – закрывается на время «открыт нижний транзистор

плюс интервал паузы для защиты от токов короткого замыкания».

Рис.8.9 – Схема силовой части трехфазного ШИП

Универсальный стенд позволяет исследовать работу однотактного ШИП на активную, активно-индуктивную и двигательную (активно-индуктивную с противо - ЭДС) нагрузку.

Для проведения необходимых измерений в состав универсального стенда

входят измерительные приборы, позволяющие измерять действующие и

средние значения постоянного и переменного тока и напряжения. Для измерения параметров цепи переменного тока, питающей ШИП, дополнительно включен измерительный комплект К – 50 (см. рис.8.10).

Стенд также позволяет осуществить индикацию измеренных величин и

передачу данных на компьютер через интерфейс RS485.

Для более детального исследования работы трехфазного широтно -

импульсного преобразователя необходим осциллограф (желательно с памятью).

Порядок проведения опытных исследований