9.9. Блокинг-генераторы

Рис. 9.27. Блокинг-генератор с самовозбуждением:

а — схема; б — график выходного напряжения

плюс которой приложен к эмиттеру, а минус через конденсатор С к

базе транзистора VT. Обмотка w3 в данном случае является источ-

ником питания эмиттерно-базовой цепи, под действием которого

транзистор VT открывается и коллекторный ток лавинообразно

нарастает. Также лавинообразно с крутым передним фронтом про-

исходит нарастание выходного напряжения Uвых (рис. 9.27, б) в об-

мотке w2 и на резисторе Rн. Когда транзистор открыт полностью

(режимнасыщения), напряжениенаегоколлекторестановитсярав-

ным нулю и ток в первичной обмотке практически не изменятся; в

это время происходит формирование вершины выходного импуль-

са. Вследствие отсутствия изменения тока в обмотке w1 транзистор

теряет свои усилительные свойства и нарушается обратная связь

коллектора с базой через обмотку w3 (в режиме насыщения устано-

вившийся коллекторный ток не наводит ЭДС в обмотках w2 и w3).

На этом этапе происходит рассасывание накопленных в базе нео-

сновных носителей электричества, которые образуют сравнитель-

но большой базовый ток, обеспечивающий окончательный заряд

конденсатора. Через небольшой отрезок времени процесс рассасы-

вания носителей электричества в базе заканчивается, напряжение

на конденсаторе С возрастает до величины, при которой начинает-

ся его разряд через резистор Rсм и обмотку w3, вызывающий запи-

рание транзистора VT. С этого момента ток в коллекторной цепи

уменьшается, вследствие чего наводится ЭДС (восстанавливается

обратнаясвязь), положительныйполюскоторойчерезконденсатор

234

С приложен к базе, а отрицательный — к эмиттеру транзистора,

т.е. вобратномнаправлении. Происходитфорсированноезапирание

транзистора, при котором ток коллектора изменяется от установив-

шегосядонуля, вызываярезкоеуменьшениевыходногонапряжения.

Так формируется срез выходного импульса. Длительность импульса

tи определяется временем, в течение которого транзистор находится

в открытом состоянии. Оно зависит от индуктивности обмотки об-

ратной связи, емкости конденсатора С и величины нагрузочного со-

противленияRн. Послезакрытиятранзистораобразуетсяпаузамеж-

дуимпульсами. Приэтомобразуетсяотрицательныйимпульсвыход-

ного напряжения в результате выброса коллекторного напряжения,

вызываемого рассеиванием энергии, накопленной в трансформато-

ре. Длительность паузы tп определяется временем, в течение которо-

го происходит разряд конденсатора до напряжения, равного нулю.

После этого начинается формирование нового импульса.

Ждущий блокинг-генератор

Принципработыблокинг-генераторавждущемрежимерассмот-

рим по рис. 9.28. При подаче напряжения ЕК на блокинг-генератор

транзистор VT остается в открытом состоянии (рис. 9.28, а) благо-

Рис. 9.28. Ждущий блокинг-генератор:

а — схема; б — графики входного и выходного напряжения

235

Важнейшее

требование,

предъявляемоекимпульснымуси-

лителям, заключается в сохране-

нииформыусиливаемыхсигналов.

Усиливаемые видеоимпульсы

могутбытьразличнойформы, од-

нако предпочтительны прямоу-

гольной формы. Это объясняется

Рис. 9.29. Импульсы напряжения

тем, что, если усилитель успешно

(идеальный и реальный)

справляется с усилением прямоу-

гольных импульсов, он считается пригодным для усиления им-

пульсов любой иной формы.

Искажения формы усиливаемых импульсов можно оценивать

по частотной характеристике. Прямоугольный импульс представ-

ляет собой постоянную составляющую и сумму гармоник и имеет

широкийспектрчастот. Дляпередачиимпульсабезискаженийуси-

литель должен быть широкополосным (пропускать возможно бо-

лее широкий спектр частот). Потеря нижних частот вызывает спад

крыши (рис. 9.29, участок 3), а по-

теряверхнихчастотприводиткис-

кажению фронтов (рис. 9.29, учас-

тки 1 и 2). Статическая ёмкость

эмиттерного p-n перехода много

больше ёмкости коллекторного p-

n перехода, поэтому последней

можно пренебречь. На рис. 9.30

указаны ёмкости p-n перехода. В

динамическом режиме резко уве-

Рис. 9.30. Ёмкость p-n переходов

личивается ёмкость коллекторно-

го p-n перехода. За счёт этих ёмкос-

тей в области верхних частот про-

исходит

искажение

фронтов

прямоугольного импульса (за счёт

завалачастотной характеристики в

областиверхнихчастот). Спадкры-

ши импульса происходит в облас-

тинижнихчастот(засчётзавалача-

Рис. 9.31. Схема усилительного

стотной характеристики в области

нижних частот).

каскада

237

Для получения большего усиле-

ния при наличии той же полосы

пропускания или для расширения

полосы пропускания при неизмен-

ном усилении в импульсных усили-

телях применяются различные виды

частотной коррекции.

Наиболее простая схема импуль-

сного усилителя с высокочастотной

Рис. 9.32. Схема импульсного

коррекцией представлена на рис.

9.32. Она представляет собой резис-

усилителя с высокочастотной

торный каскад на транзисторе с ОЭ,

коррекцией

в котором последовательно с сопро-

тивлением Rк

включена катушка

индуктивности Lк (от единиц до сотен микроГенри).

Индуктивное сопротивление катушки зависит от частоты

ω3

= 2 πfL.

(9.27)

L

Для нижних и средних частот усиливаемого сигнала это сопро-

тивление очень мало. Сростомчастотыувеличивается сопротивле-

ние катушки индуктивности, что приводит к увеличению полного

сопротивления Zк участка RкLк. Для верхних частот сигнала ка-

тушка индуктивности Lк играет существенную роль. Объясняется

это тем, что в схеме, изображённой на рис. 9.32, коллекторная на-

грузка транзистора представляет собой параллельный колебатель-

ный контур (рис. 9.33).

Ввиду небольшой ёмкости Свх и очень малой индуктивности Lк

частота настройки этого контура достаточно высока. Поэтому на

средних частотах усилителя коллек-

торная нагрузка транзистора состоит

из параллельно соединённых сопро-

тивленийRк иRвх(приусловии, чтоRп

>> Rвх). На резонансной частоте кон-

тура Zк Rвх и только для частот бо-

лее высоких Zк < Rвх.

Такимобразом, зависимостьвеличи-

Рис. 9.33. Коллекторная на-

ны сопротивления Zк от частоты в уси-

грузка

лителе с корректирующей индуктивно-

239

стью Lк получается более равномерная, чем в некорректированном

усилителе. Этим обстоятельством и объясняется расширение поло-

сы пропускания усилителя до более высоких частот и как следствие

этого — укорочение длительности фронтов выходных импульсов.

Применительнокусилениюпрямоугольныхвидеоимпульсовфи-

зическая сущность высокочастотной коррекции состоит в том, что

катушка индуктивности Lк задерживает во времени процесс изме-

нения тока, протекающего через сопротивление Rк. Благодаря это-

му в моменты быстрых перепадов входного сигнала ёмкость Свх

заряжается(илиразряжается) токомбольшейвеличины, чембезка-

тушки индуктивности Lк, и напряжение на ней изменяется более

резко. ЗасчёткорректирующейиндуктивностиLк можносократить

длительность фронтов выходных видеоимпульсов на десятки про-

центов по сравнению с их длительностью в некорректированном

усилителе.

Несмотрянаэто, рассмотреннаясхемачастотнойкоррекциипри-

меняетсяредко. Болееширокоеприменениеполучилисхемыимпуль-

сных усилителей с отрицательной обратной связью (ООС).

ООСможетохватыватьодинилинесколькоусилительныхкаска-

дов. ВоднокаскадномусилителенаиболеечастоприменяетсяООС, по

эмиттерномутоку. ЭмиттернаяООСрасширяетполосупропускания

усилителявобластиверхнихчастот, резкоувеличиваетеговходноесо-

противлениенасреднихинижнихчастотах, обеспечивает(полностью

или частично) температурную

стабилизациюисходногорежи-

ма; уменьшаетнелинейныеиска-

жения. Все эти положительные

качестваусилителядостигаются

засчётнекоторогосниженияуси-

ления.

Простейшаясхемаимпульс-

ного усилителя с эмиттерной

ООС приведена на рис. 9.34. В

самом начале переднего и зад-

Рис. 9.34. Схема импульсного усили-

негофронтовимпульсаконден-

телясэмиттерной отрицательной об-

сатор С

замыкает накоротко

ратной связью

Э

240

сопротивление RЭ и весь пе-

репад входного сигнала (если

онмгновенный) подводитсяне-

посредственно к транзистору.

Конденсатор СЭ является

элементом высокочастотной

коррекции(ЭВЧК). Сувеличе-

Рис. 9.35. Частотные характеристики

нием частоты сопро-

тивлениеконденсатора

Сэ уменьшается, пол-

ное сопротивление Z

участка RЭСЭ также

уменьшается, коэффи-

циентОСуменьшается,

а коэффициент усиле-

ниякаскадаувеличива-

ется. Ёмкость конден-

Рис. 9.36. Двухкаскадный усилитель

сатора СЭ выбирается

так, чтобы на средних и низких

частотах его сопротивление ХС

было достаточно большой вели-

чины(ХС = 1/2πfС). Нарис. 9.35

частотная характеристика при

наличии и отсутствии высоко-

частотной коррекции. Для схе-

мы включения с ОБ длитель-

Рис. 9.37. Частотныехарактеристики

ность фронта

tф = 0,35/fГР.

(9.28)

ВсхемесОБдлительностьфронтаменьше, таккакпритакомвклю-

чении транзистора его коэффициент усиления по току

α 1<<β,

где α — коэффициент передачи тока транзистором в схеме с ОБ.

Для меньшей нагрузки источника входного сигнала каскадом

с ОБ между ними включают каскад с ОК (схема на рис. 9.36), т.к.

входное сопротивление в данном случае наименьшее и источник

входного сигнала нагружается меньше.

241

В импульсных усилителях ра-

бочая точка выбирается или

вблизи точки В (режим насыще-

ния), или вблизи точки С (режим

отсечки).

При подаче положительного

входногоимпульсарабочаяточка

выбирается или вблизи точки В, а

при подаче отрицательного вход-

Рис. 9.38. Схема импульсного уси-

ного импульса рабочая точка вы-

лителя с низкочастотной коррек-

бирается или вблизи точки С.

цией

Коэффициент усиления каска-

да возрастает. Если в схеме при-

сутствуют оба вида высокочастотной коррекции, то коэффициент

усиления каскада возрастает значительно (см. рис. 9.37).

Импульсные усилители с низкочастотной коррекцией

Есливрассмотренных вышеимпульсныхусилителях нижняягра-

ничная частота полосы пропускания fн.гр оказывается недостаточно

малой, то в схему вводят элементы низкочастотной коррекции.

На рисунке 9.38 простейший усилитель на транзисторе с низко-

частотной коррекцией. Из схемы видно, что последовательно с

Рис. 9.39. Форма коллекторного и выходного импульса

242