Лабораторные / Лаб-работа_ДИСС

21

2.7.3. Двухчастотный ДИСС с двойным преобразованием частоты

На рис.19 приведена схема ДИСС с двойным преобразованием частоты, в которой два полупроводниковых генератора с высокой стабильностью частоты одновре-

менно используются в качестве передатчиков и гетеродинов. Такие ДИСС обладают рядом достоинств и потому находят практическое применение. Генераторы

ГСВЧ1 и ГСВЧ2, построенные по схеме - кварцевый задающий генератор - умножитель частоты, генерируют колебаиня с частотами f01 и f02 , причём разность этих частот равна промежуточной частоте fпр, на которую настраивается тракт УПЧ. При λ -расположении лучей антенны сигнал с частотой f01 излучается по среднему лучу, а с частотой f02 - по двум задним. При первом преобразовании частоты в ка-

честве опорных сигналов используются: в канале переднего луча - ослабленный сигнал ГСВЧ2, а в каналах задних лучей - ослабленный сигнал ГСВЧ1. В резуль-

тате преобразования частот спектры принятых сигналов переносятся в диапазон высокой промежуточной частоты (10 МГц).

Дальнейшая обработка этих сигналов осуществляется также, как и в пре-

дыдущей схеме. Отличие заключается лишь в том, что при втором преобразовании частоты в качестве опорного используется сигнал с частотой fпр = f02 - f01,

формируемый с помощью балансного смесителя и УПЧ в специальном канале.

22

Следует отметить, что в силу различия частот сигналов f01 и f02, излучаемых передним и задними лучами, допплеровские сдвиги частот по этим лучам при про-

чих равных условиях будут разными. Это надо учитывать при определении Wп и αс в вычислителе.

Основные достоинства рассмотренной схемы заключаются в применении малогабаритных СВЧ-генераторов с высокой стабильностью частоты. В схемах ДИСС особенно высокие требования предъявляются к кратковременной стабильности частоты - за время распространения сигнала до земли и обратно. Например, при относительной нестабильности 10-3 и λ=3 см получим уход частоты 100 Гц, что соизмеримо с частотой Допплера и является недопустимым. Применение высокостабильных СВЧ-генераторов позволяет также ослабить требования к диапазонным свойствам антенн и упростить их конструкцию, отказавшись от применения так называемых частотно-независимых антенн, у которых уход частоты не влияет на угол наклона луча. По шумовым свойствам двухчастотные ДИСС эквивалентны одночастотным с двойным преобразованием частоты.

2.7.4. ДИСС с непрерывным частотно-модулированным сигналом

Стремление уменьшить влияние просочившегося сигнала на чувствительность приемника ДИСС и снизить требования к величине развязки между приём-

ником и передатчиком привело к применению частотной модуляции (ЧМ) излучаемого сигнала. Это позволяет сместить спектр допплеровских частот относи-

тельно спектра шумов просочившегося сигнала в область более высоких частот. Идею переноса спектра можно пояснить следующим образом. Пусть частота излучаемого сигнала изменяется по закону (рис.20)

fизл (t) = f0 + K f t ,

где Кf – коэффициент, определяющий скорость изменения частоты.

Частота принимаемых сигналов будет повторять частоту излучаемых колебаний, но с запаздыванием на время tR - распространения волны до земли и об-

ратно. Кроме того, будет иметься сдвиг частоты на величину FД fпрм (t) = fизл (t −tR ) − FД = f0 + K f (t −tR ) − FД

Разность частот излучаемого и принимаемого сигналов

Fр = fизл (t) − fпрм (t) = K f tR + FД

Сигнал, просочившийся на вход приёмника, будет практически совпадать с излучаемым, так как его время запаздывания tпр 0 (порядка 10-9 с). Поэтому, при использовании излучаемого сигнала в качестве гетеродинного, спектр преобразо-

ванного просочившегося сигнала будет таким же, как и при отсутствии модуляции,

т.е. будет лежать в низкочастотной области. В то же время полезный сигнал мо-

жет быть вынесен достаточно далеко из области шумов на частоте КftR за счёт

выбора Кf .

Практически ЧМ не может быть линейной на большом отрезке времени и является периодической. Обычно в ДИСС применяют модуляцию по гармоническому закону с полосой качания частоты ∆fM=2∆f, где ∆f - девиация частоты (рис. 21, а). При этом частота отражённого сигнала также изменяется по гармоническо-

му закону, но со сдвигом по времени на tR . Кроме того, вследствие аффекта Доп-

плера, вся кривая fизл(t- tR) сдвинута по вертикали на FД. На рис.21 условно за-

штрихованной полосой отображён сплошной характер спектра - допплеровсккх частот и преобразованного сигналаа. (Заметим, что на практике ширина спектра

допплеровских частот ∆FД является весьма малой по сравнению с полосой кача-

ния частот, т. е. ∆FД << ∆fM ).

На рис .21, б показано изменение разностной частоты Fр(t), которая является частотой преобразованного сигнала. Fр(t) также изменяется по периодическому

23

закону, причем максимальное значение Fр max зависит от tR.

Для просачивающегося сигнала вследствие малости tпр шумовой спектр располагается в области низких частот. Вследствие изменения преобразованного

сигнала с периодом модуляции ТМ его спектр состоит из гармоник частоты моду-

ляции. Спектр допплеровских частот сосредоточен вокруг каждой из этих гармоник

и повторяется с повторением гармоник. Поэтому в ДИСС с ЧМ полезный сигнал выделяется на одной из гармоник частоты модуляции, которая выполняет роль

частоты КftR в рассмотренном ранее случае линейного изменения fизл(t).

Типовая функциональная схема ДИСС с непрерывным ЧМ-сигналом приведена на рис.22. Передающая и приёмная антенны формируют по три идентичных луча с λ-расположением. Луч 1 направлен вперёд, 2 и 3 - назад. Однако, лучи формируются поочередно, так что в каждый момент времени существует только

один из трех лучей. Их переключение осуществляется специальными коммутаторами лучей с помощью устройства управления. Достоинством такой схемы явля-

ется возможность использования одного и того же приёмника для последователь-

ного приёма сигналов всех трех лучей. Одновременно с переключением лучей переключаются следящие фильтры допплеровских частот, каждый из которых следит за частотой своего луча.

Модулятор вырабатывает гармонические колебания частоты модуляции FM,

под действием которых изменяется частота генерируемого клистроном непрерыв

24

ного зондирующего сигнала. Ослабленный аттенюатором зондирующий сигнал подаётся также на балансный смеситель приёмника, преобразующий отражённые

сигналы в диапазон нулевой промежуточной частоты. Однако, вследствие применяемой ЧМ преобраэованный сигнал, как уже отмечалось, будет состоять из гар-

моник частоты модуляции с наложенным на них спектром допплеровсккх частот. УПЧ настраивается на одну из гармоник. В схеме рис.22 он настроен на третью гармонику, что является наиболее типичным.

Из УПЧ сигнал поступает на второй преобразователь частоты (когерентный детектор), на который в качестве опорного колебания подаётся утроенная частота

напряжения модулятора. В результате, спектр полезных сигналов переносится в диапазон допплеровских частот и выделяется фильтром-усилителем допплеровских частот (УДЧ). УДЧ дожжен пропускать допплеровские сигналы во всём воз-

можном диапазоне скоростей и углов сноса самолета, что определяет его относительно большую полосу пропускания и, как следствие, - большой уровень шумов.

Для уменьшения уровня шума необходимы перестраиваемые фильтры, полосы пропускания которых были бы согласованы со спектром допплеровских частот отражённых сигналов для каждого луча и при любом значении скорости. Для этого

исполъзуют следящие фильтры допплеровских частот. Их применение позволяет повысить отношение сигнал/шум на 5-7 дБ*

Измеренные значения допплерсвских частот сигналов трёх лучей с блока

следящих фильтров поступают в вычислитель, который определяет путевую ско-

Разность частот FД3 - FД2 и сумма FД1+FД2 обладают определенной устойчи-

востью при крене и тангаже самолёта (см. подраздел 2,5), что позволяет уменьшить ошибки вследствие крена и тангажа.

Генератор контрольных частот (ГКЧ) в режиме “Контроль” вырабатывает стабилизированные кварцем колебания звуковых частот, имитирующие доппле-

ровские сигналы. Эти частоты используются для проверки правильности показа-

ний ДИСС. В зависимости от решаемой задали ГКЧ выдаёт одну или две частоты в качестве сигналов отдельных лучей, при этом ДИСС должен вырабатывать известные значения скорости и угла сноса и показывать их на индикаторе.

Спектр частот преобразованного сигнала

Для выбора номера рабочей гармоники и индекса частотной модуляции не-

обходимо более подробно исследовать вопрос о спектре преобразованного сиг-

нала. Получим необходимые математические выражения. Излучаемый ЧМ сигнал можно представить в виде [1,З]

где

ω0 = 2πf0 – круговая несущая частота;

ΩМ=2πFМ – круговая частота модуляции; m = ∆f/ FМ - индекс частотной модуляции;

∆ω = 2π∆f девиация частоты.

Отражённый сигнал будет отличаться временем запаздывания и допплеровским

25

26

Известно, что на выходе смесителя текущая фаза определяется разностью

фаз исходных колебаний

U c =U mc cos(ϕ1 −ϕ2 ) ,

где ϕ1 и ϕ2 - фазы излучаемого и принимаемого сигналов; Из формул (8) и (9) по-

лучим

ϕ1 −ϕ2 = ω0tR −ΩДt + m[cos ΩM t −cos ΩM (t −tR )]=

- индекс частотной модуляции преобразованного сигнала

Поскольку в дальнейшем будет измеряться частота сигнала, являющаяся

производной от фазы по времени, то постоянные составляющие фазы ω0tR и ΩМtR/2 можно опустить. Тогда получим окончательное выражение для преобразованного сигнала

где J0(M), Jn(M) – функции Бесселя нулевого и n-го порядков от аргумента М.

Из формулы (12) видно, что спектр преобразованного сигнала содержит

частоты F, FM±FД, 2FM±FД, 3FM±FД, … . Амплитуды гармоник определяются функ-

циями Бесселя, зависимость которых от индекса модуляции М показана на рис.23.

В отличие от ДИСС с непрерывным немодулированным сигналом в ДИСС с ЧМ используется только часть излучаемой мощности передатчика. Для повышения

КПД амплитуда используемой гармоники в преобразованном сигнале должна быть

максимальна. Это достигается выбором индекса модуляции. При использовании третьей гармоники и оптимальном выборе m 2,4 её мощность составляет около 25% полной мощности сигнала. Неполное использование мощности отражённого сигнала является недостатком ДИСС с ЧМ.

Спектр частот ДИСС при ЧМ-сигнале представлен на рис. 24. Следует иметь в виду, что, в отличие от выражения (12), реальный спектр содержит не од-

ну частоту FД, а сплошной спектр допплеровских частот, образовавшийся на каж-

дой из гармоник излучаемого сигнала. Само существование гармоник определённых частот спектра в конкретные моменты времени является случайным, что

свойственно шумоподобному сигналу. Выбором индекса модуляции добиваются, чтобы амплитуда несущей f0 была относительно малой. На рис. 24,б представлен

спектр отражённого сигнала для переднего луча (частота Допплера положительна).

На рис.24,в показан спектр преобразованного сигнала. После преобразова-

ния в первом смесителе левая относительно f0 часть спектра наложилась на правую, при этом лепестки спектров допплеровских частот расположились симмет-

рично относительно частот FM, 2FM , ЗFM, ... . С помощью УПЧ выделяются два лепестка, симметричные относительно третьей гармоники (не существующей в

спектре преобразованного сигнала).

Рассмотрим работу когерентного детектора. Каждые две симметрично расположенные частоты ЗFM + FД и ЗFM - FД образуют биения с частотой заполнения ЗFM и скачкообразньм иэменением фазы на π (рис. 25, а). Такие колебания назы-

27

28

вают балансно-модулированными. От лередатчика, в качестве опорного, подается колебание с частотой ЗFM (рис. 25,б), после суммирования которого с сигналом

рис. 25, а) образуется амплитудно-модулированное колебание, огибающая которого равна частоте Допплера и может быть выделена амплитудным детектором

(ряс. 25, в) . В результате выделяется спектр допплеровских частот, который отфильтровывается УДЧ.

Если отвлечься от сплошного характера спектра шумов просочившегося

сигнала и рассматривать преобразование отдельных (случайно существующих)

гармоник шума, то амплитуда этих гармоник тоже будут определяться выражением (12). Средняя мощность шума на определённой частоте будет пропорциональна квадратам амплитуд гармоник. Для шума просочившегося сигнала в формуле (12) индекс модуляции М О вследствие малости времени запаздывания tпp . Поэтому максимальная мощность шума сосредоточена в области нулевой гармоники

J0 (в области низких частот), а шумы остальных гармоник быстро убывают. На рис. 26, а) показан спектр шумов просочившегося сигнала на высокой частоте, на рис.

26, б) - преобразованного.

Выбор номера гармоники n определяется стремлением, с одной стороны, уменьшить мощность шумов просочившегося сигнала, которая убывает при уве-

личении n, с другой стороны, увеличить часть общей мощности сигнала, содержащейся в этой гармонике, которая убывает при увеличении n даже при оптимальном выборе индекса частотной модуляции. Обычно, как уже отмечалось, в

качестве рабочей выбирают третью гармонику.

Слепые высоты

Чтобы получить высокую промежуточную частоту приемника fnp= 3FM и, таким образом, вынести спектр полезного сигнала достаточно далеко из области низкочастотных шумов, частоту модуляции FM выбирают относительно большой (порядка 1 МГц) . При этом период модуляции Тм оказывается малым (1 мкс) и

время запаздывания сигнала tR может во много раз превышать Тм. На высотах,

при которых tR= кТМ, где к =1,2,3,… , отражённый сигнал отличается от зондирующего только допплеровским сдвигом частоты (рис. 27). В этом случае сигнал преобразуется в низкочастотную область и не проходит через УПЧ, так как амплитуды всех гармоник преобразованного сигнала Jn(M) равны нулю.

Соответствующие высоты называют слепыми, тек как при этих высотах

пропадает отраженный сигнал. Наличие слепых высот является недостатком ДИСС с ЧМ-сигналом. Значения слепых высот можно получить, использовав формулу (10) для индекса частотной модуляции преобразованного сигнала М. Выра-

зим tR через высоту Н и угол наклона луча β (рис, 28)

Например, при типовых значениях β = 64o, FM = 1 МГц, Нсл = К 135 (м), т.е.

слепые высоты повторяются через каждые 135 м.

Практически на слепых высотах преобразованный сигнал полностью не исчезает, поскольку диаграмма имеет конечную ширину и отражение происходит не

от точки, а от участка поверхности (рис.28). На этом участке слепой высоте соот

29

ветствует “слепая” линия Hсл/sinβ=R=const. Для других значений R мощность пре-

30