Учебно-методическое пособие к курсовому проекту по дисциплине Радиоприемные устройства систем радиосвязи и радиодоступа

для расчета оптимальных значений фактического Ш(N) приемника при необходимости можно найти в литературе [3].

Оптимизацию m и n с целью обеспечения одновременно высоких чувствительности и избирательности приемника, можно провести по следующей методике. Известно, что вариант оптимального рассогласования при анализе ВЦ на максимум передачи мощности от антенны ко входу усилительного прибора реализуется при равенстве вносимых в контур со стороны источника и нагрузки проводимостей,

т.е. если в (9)

m2Gи = n2g11.

Тогда, задаваясь каким-либо n‹‹1, можно найти соответствующее

при котором коэффициент шума будет близок к минимуму. Можно попытаться еще уменьшить Ш (фактическое), варьируя n и mопт. Если же требуется обеспечить согласование с антенной, то в соответствии с (9) следует обеспечить

выполнение следующего равенства

m2Gи = n2g11 + G0,

Если граничная частота fгр транзистора превышает рабочую менее чем в 10 раз, возможно ухудшение коэффицента шума из-за наличия внутренней ОС в транзисторе.

4.2. Коэффициент шума БТ с учетом внутренней ОС

Учет внутренней ОС в транзисторе, создаваемой емкостью коллектора Ск производится согласно формуле [3].

11

циенты включения в контур УВЧ со стороны коллектора БТ и

его нагрузки. При резонансе YΣ = GΣ, YΣ ВЫХ = GΣ ВЫХ и все Y проводимости следует заменить на G проводимости, кроме Y12

в (12), которую следует заменить на проводимость Y12 = ωСк. В качестве примера влияния Y12 на реальный коэффициент шума каскада УВЧ рассмотрим усилитель на СВЧ БТ КТ-368,

существенное ухудшение коэффициента шума Ш за счет ОС. Таким образом, усилитель на транзисторе КТ-368 не позволяет обеспечить одновременно и низкий коэффициент шума, и высокую избирательность. Этой цели на частоте 150 МГц

,

где Rш можно взять согласно приближению Rш = (0,5-0,6)/S, S - крутизна ВАХ ПТ, Gвх – входная проводимость ПТ.

12

Заметим, что проблема обеспечения устойчивости работы усилителя на ПТ менее актуальна, чем на БП. Это объясняется тем, что входная проводимость ПТ возрастает пропорцио-нально квадрату частоты, а динамическая составляющая входной проводимости за счет проходной емкости затвор-сток растет пропорционально первой степени частоты. Поэтому доля динамической составляющей в общем значении эквивалентной проводимости контура на входе усилителя с ростом частоты не только не возрастает, но даже может уменьшаться и, соответственно, ее недостаточно, чтобы существенно повлиять на затухание в этом контуре (в смысле компенсации потерь) и, соответственно, деформировать его АЧХ.

4.4.Коэффициент шума приемника

сненастроенной антенной

Так как в соответствии с определением коэффициент шума не зависит от ЭДС в антенне, а только от ее проводимости, пересчитанной ко входу усилительного прибора, возьмем за основу известную из ТЭЦ формулу для сопротивления, вносимого в контур ВЦ из антенной цепи при трансформаторной связи

Zвн = (ω M)2 / Zац ,

где ωМ - сопротивление связи между катушками, Zац – сопротивление цепи антенны, включающее в себя все активные и реактивные составляющие как самой антенны, так и катушки связи между антенной и контуром ВЦ. После ряда преобразований можно получить для важного на практике случая удлиненной антенны [1], обеспечивающей хорошее постоянство коэффициента передачи по диапазону, следующее приближенное выражение для проводимости источника сигнала (антенны):

Gи = Gа = Rа/ (ωLсв)2, ω Lсв = (k2удл )ρ( Сk/Cа),

13

здесь приняты некоторые дополнительные обозначения, поясняемые в разд. 8. Следовательно, при ненастроенной антенне коэффициент шума хуже, чем при настроенной, однако соответствующим подбором коэффициента включения m и n, как и ранее, проигрыш можно существенно уменьшить.

4.5. Коэффициент шума приемника с магнитной антенной

Расчет коэффициента шума приемника с магнитной антенной можно произвести по формуле (8) с учетом следующего. По определению, коэффициент шума приемника равен отношению полной мощности шума от источника сигнала и приемника к мощности шумов только от источника сигнала, пересчитанных к его входу. Поэтому, для того чтобы схема рис. 2 была пригодна для анализа Ш приемника с магнитной антенной, в ней за источник шума надо принять сам колебательный контур магнитной антенны с проводимостью G0, т.е. в качестве проводимости источника сигнала надо полагать Gи = G0, при этом m = 1. В свою очередь, в (8) следует брать G0 = 0 (при расчете по программе RPUNS во избежание деления на 0 надо вводить G0~10-10, но не равной 0). При этом программа RPUNS рассчитает достаточно малое n, при котором имеет место минимум коэффициента шума приемника. Если реализуемая при этом избирательность приемника окажется все же недостаточной, а реальный коэффициент шума меньше Шдоп с запасом, то n следует еще уменьшить (и вновь провести расчеты).

5. РАСЧЕТ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ ПО ПОБОЧНЫМ КАНАЛАМ

Побочными каналами, как отмечалось, являются зеркальный канал (с избирательностью Seзк), отстоящий от основного на частоту 2fпр, канал с частотой, равной промежуточной fпр Seпр, а также канал, отстоящий от основного на 0,5 f пр (возникающий при большом уровне полезного сигнала), избирательность по этому каналу Seп.

14

5.1. Избирательность преселектора на одноконтурной ВЦ (без УРЧ)

В этом простейшем варианте реализации преселектора расчет ведется по точной формуле для модуля нормированного коэффициента передачи одиночного колебательного контура

(ОК)

Поскольку правый скат АЧХ круче левого целесообразно брать fг > fс; α = (( f/fо ) – fо/f ) / dэ - обобщенная расстройка контура ВЦ, fо – резонансная частота ОК, совпадающая с частотой fс сигнала, f - частота помехи. Эквивалентное затухание контура

5.2. Преселектор с фильтром ВЦ и резонансным УРЧ

Расчет избирательности фильтра ВЦ + фильтр УРЧ осуществляется в программе RPUNS специальной подпрограммой, изначально предназначенной для расчета многозвенного ФСИ типа III-4 (одно звено показано на рис. 3)

вУПЧ. Применительно к расчету ВЦ и УРЧ это означает, что программа позволяет рассчитывать фильтры с числом контуров не менее 2. Поэтому получаемое в результате расчета число звеньев n = 2 означает, что заданная избирательность может быть обеспечена двумя ОК, включенными раздельно - один

вВЦ, а другой – в УРЧ.

Фильтр настраивается на частоту сигнала f0 = fс, вводимое грубо ориентировочное значение полосы пропускания равно П0,7 = fсdэ, где dэ рассчитывается по (13) в самой программе на основании вводимых данных; расстройка, вводимая в

15

программу f – это частотное расстояние между помехой и сигналом (при расчете Seзк это 2fпр), при расчете Seпр – это fс - fпр, при расчете Seп - fпр. Затухание контуров – это рассчитанное программой dэ (0,1…0,01). Максимальное количество контуров N – реально 2 (т.е. ВЦ+УРЧ), в крайнем случае 3 (если диапазонный приемник, то два каскада УРЧ + одноконтурная ВЦ, а если приемник с фиксированной настройкой, то ВЦ на полосовом фильтре + один каскад УРЧ). N = 4 указывает на необходимость применения двойного преобразования частоты, т.к. наличие 5 (N+1) перестраиваемых контуров в приемнике практически неприемлемо. Нижняя и верхняя частоты среза - это частоты ниже и выше частоты сигнала fс, они обозначают границы полосы частот, в которой можно наблюдать АЧХ фильтра ВЦ. Ослабление сигнала на границе полосы – это уровень, на котором отсчитывается полоса пропускания (обычно ≥ 3 дБ). Рассчитанные значения ТL, TС позволяют найти номиналы элементов фильтра (рис. 3): L = TLW, C1 = Tc1/ W, C2 = Tc2/W. Эти номиналы при разделе звена на две части, как ранее указывалось, для ВЦ и УРЧ, естественно, не обязательны для реализации, их целесообразно просто сравнить с ранее взятыми параметрами контура ВЦ. Еще раз заметим, что, как следует из рис. 3, одно звено фильтра III-4 не идентично одиночному контуру (оно содержит две катушки), и у него не правый, а левый скат круче, поэтому машинный расчет дает удовлетворительную точность лишь при двухконтурной (и более) резонансной системе, когда почти нет разницы между понятиями “число контуров” и “число звеньев” (число контуров на единицу больше числа звеньев). Рассчитанное значение избирательности по мешающему каналу должно превышать заданное. В противном случае необходимо повторить расчет Шфакт и Sехх, изменив значения m и n .

Уменьшение коэффициентов включения для повышения избирательности может и не привести к обеспечению ее требуемого значения. Тогда повышения α в (15) следует добиваться не уменьшением dэ, а повышением fпр (т.е. решать вопрос о необходимости применения двойного преобразования частоты). Стандартный ряд для выбора промежуточной частоты f пр с небольшими отклонениями следующий: 110,

16

215, 465, 500, 750, 920 кГц, в диапазоне 1,5…5.0 МГц fпр может быть выбрана любой, затем следуют стандартные частоты 10, 15, 30, 60, 70, 100 МГц. При работе с программой RPUNS выбор нового значения fпр, естественно, обуславливает ввод нового значения расстройки по паразитным каналам приема.

Небходимость существенного повышения промежуточной частоты однозначно указывает на целесообразность перехода к приемнику с двойным преобразованием частоты.

6. РАСЧЕТ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ ПО СОСЕДНЕМУ КАНАЛУ Seск

Производится расчет многоконтурного ФСИ в УПЧ с помощью предыдущей программы с заменой fс на fпр, избирательности по мешающему каналу на избирательность по соседнему каналу, расстройки по мешающему каналу на расстройку по соседнему каналу. Поскольку программа сама рассчитывает dэ, то для обеспечения нужного значения dэ (т.е. П0,7) при расчете этого параметра надо задаться такими произвольными исходными величинами, которые обеспечат нужное dэ (поэтому практически удобнее воспользоваться отдельной программой RPUFSS0). В эту программу вводится fпр в кГц (465, 10700 и т.п.), полоса пропускания П0,7 в кГц (примерно равная ширине спектра сигнала), число контуров произвольное (но не более 7…8 из конструктивных соображений), расстройка по соседнему каналу 9 кГц при АМ, 250 кГц - при ЧМ, либо иная, если это оговорено в Т.З.), затухание dэ контуров полагается равным конструктивному (0,01…0.007). Остальные данные очевидны или аналогичны указанным ранее. Заметим, что при типовом изображении фильтра как показано на рис. 6, число катушек (контуров) должно быть на единицу больше, чем число звеньев N в ФСИ, полученное расчетом. После расчета ФСИ надо подобрать эквивалентный ему пьезоэлектрический или кварцевый стандартный фильтр.

При установке ФСИ (в коллекторной цепи транзистора) обязательно согласование его волнового сопротивления W с

17

выходом транзистора (g22 для преобразователя рассчитывается на fпр) и нагрузкой (g11 следующего каскада) подбором соответствующих коэффициентов включения или другим способом.

7. ВЫБОР СРЕДСТВ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ТРЕБУЕМОГО УСИЛЕНИЯ СИГНАЛА

где Uвых – требуемое эффективное напряжение на выходе линейного тракта приемника, Eа – указанная в ТЗ ЭДС в антенне (напряженность поля). Если антенна магнитная, то в качестве Ea следует подставлять величину, рассчитанную по (3), имея в виду при этом, что требуется обеспечить усиление Кпр от входа усилительного прибора.

Если чувствительность приемника задана в виде мощности сигнала в антенне Ра, то коэффициент усиления линейного тракта должен быть равен

Для супергетеродина с одним преобразованием частоты общий коэффициент усиления по напряжению получается как результат перемножения коэффициентов усиления отдельных узлов:

где перечислены соответственно коэффициенты передачи ВЦ, УРЧ, преобразователя частоты, ФСИ, линейки УПЧ и указан Кару – коэффициент, указывающий на уменьшение усиления линейного тракта после замыкания петли АРУ (по сравнению с первоначально рассчитанным усилением тех каскадов, которые впоследствии охватываются петлей АРУ). Коэффициент передачи Квц настроенной антенны рассчитывается по формуле

Квц = mn / RаGэ,

18

где Gэ была ранее найдена по (9), а m и n подобраны компромиссным путем. В случае выбора при трансформаторной связи с антенной (рис. 4) ненастроенной удлиненной антенны (диапазонный вещательный приемник с низкой чувствительностью, у которого Шдоп > 50), обеспечивающей

Kвц у = mnCа / Cкk2удлdэ = mnωCа / k2удлGэ .

Здесь m = M/Lк – коэффициент включения (трансформации) со стороны антенны, эквивалентный коэффициенту включения при автотрансформаторной связи, ω = 2πf - частота сигнала (fс), Ск - емкость контура ВЦ, M - взаимная индуктивность между катушками М = kс√LкLсв, kс - коэффициент связи между катушками, для простоты он не рассчитывается, а для обеспечения выбранного m (М) полагается заведомо известным.

Удлиненная антенна при трансформаторной связи имеет тот недостаток, что ее изготовление средствами печатного монтажа затруднено из-за сравнительно большой индуктивности. Другой вид ВЦ, обеспечивающей хорошее постоянство коэффициента передачи по диапазону в диапазонном приемнике, это ВЦ с внутренней емкостной связью с антенной (рис. 5). Этот вид антенной связи целесообразно применять в области наиболее высоких частот, когда емкости конденсаторов ВЦ малы (от 50 до 300 МГц). Введем обозначения (полагая, что входная емкость прибора

Cвх включена в состав емкости Сk и Ссв >> Ck): m = Ck/Cсв, n = C/Ck, С = СkСсв / (Ck + Ссв) – результирующая емкость контура, резонансная частота контура fр = √LkC.

19

Коэффициент передачи

Ко = Са / Cсвdэ

близок к постоянному при условии, что резонансная частота антенны

fА = 1/2π√ LаCа ,

где Lа – индуктивность антенны (штырь длиной 0,5…1,0 м имеет индуктивность порядка 15…30 мкГн, Са = 20…30 пФ, Rа = 20…30 Ом), раза в три превышает рабочую частоту сигнала f (fс).

Следующий шаг – расчет Курч. Он может быть рассчитан по формуле

крутизне ВАХ БТ S = G21, рассчитанной ранее в разделе “Расчет Y-параметров”, и коэффициенте включения m = mн, где mн – новый (только для УРЧ) коэффициент включения,

взять равным 1). Коэффициент усиления преобразователя Кпч в (16) рассчитывается по (17), где S = Sпр берется либо приближенно из расчета Sпр = G21/4, либо может быть рассчитана по имеющейся в кафедральной библиотеке программе RPUPFSпр = Sпр опт – максимально возможное значение крутизны преобразования при оптимальным образом

коэффициент шума приемника заметен, поэтому важно добиваться максимума Sпр, т.е. минимума Шпр. Коэффициент шума преобразователя больше коэффициента шума усилителя, так как меньше его усиление по мощности. Справедливость этого следует из определения Ш - коэффициента шума, который показывает, во сколько раз отношение сигнал/шум на входе прибора больше, чем на его выходе: