Добавил:
Lobov4ever
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Пименов Ю.В., Муравцов А.Д. Техническая электродинамика
.pdf
уменьшения отражений концы пластины заостряют. Под влиянием электрического поля в
поглощающем слое возникает ток проводимости, что вызывает увеличение затухания
распространяющейся волны. Поскольку амплитуда вектора Е волны Н
изменяется вдоль
10
широкой стенки, то, перемещая пластину в этом направлении, можно в широких пределах
изменять величину вносимого затухания N
. Максимальное вносимое затухание
зат
получается при расположении пластины в центре широкой стенки, а минимальное-вблизи
узкой. При фиксированном положении пластины величина N
зависит от длины
зат
пластины, параметров диэлектрика и свойств поглощающего материала. К недостаткам
таких аттенюаторов можно отнести: зависимость N
от частоты; изменение фазового
зат
сдвига φ, получаемого волной при распространении со входа на выход, при изменении
вносимого затухания, поскольку перемещение пластины в поперечной плоскости вызывает изменение фазовой скорости распространяющейся волны; изменение вносимого
затухания со временем из-за старения материалов.
Предельный аттенюатор обязательно содержит отрезок волновода, размеры которого
выбраны так, что он является предельным для всех типов волн. В такой отрезок
(рис.13.19) на некотором расстоянии l друг от друга вводятся два электрических или
магнитных вибратора, один из которых подсоединяется к источнику электромагнитных
колебаний, а другой соединяется с нагрузкой. Мощность, поступающая от источника,
вызывает токи в первом вибраторе, что приводит к возбуждению разных типов волн в
волноводе (см.13.2). Однако в данном случае для каждого возбуждаемого типа вдоль
волновода устанавливается стоячая волна с экспоненциальным убыванием амплитуды
вдоль волновода Е
вых=Ео
ехр(-α l), где E
-амплитуда напряженности электрического поля
вых
в месте расположения приемного вибратора, а Ео-в месте расположения возбуждающего
вибратора,
- критическая длина волны возбуждаемого типа, обычно волны Ню. Электромагнитное
поле возбужденной волнывызывает ток в приемном вибраторе, вследствие чего часть
входной мощности поступает в нагрузку. Поскольку величина тока в приемном вибраторе
пропорциональна величине Е
, то величина мощности, поступающей в нагрузку, зависит
вых
от l. Перемещением приемного вибратора вдоль волновода можно менять величину
мощности, поступающей
331
в нагрузку, остальная мощность отражается от входа аттенюатора, т.е. регулирование
мощности на выходе такого аттенюатора осуществляется за счет изменения уровня
отражений от его входа.
В полосковых трактах обычно применяют дискретные ступенчатые аттенюаторы на
сосредоточенных резисторах. Каждая ступень аттенюатора, как правило, имеет вид или Тили П-образного соединения активных сопротивлений, ко входу и выходу которого
подключены подводящие полосковые линии с волновым сопротивлением ZB. На рис.13.20
и 13.21 показаны эквивалентные схемы ступени. По известным величинам ZB, R 1 иR 2с
помощью (12.52) или (12.53) нетрудно найти матрицу сопротивлений | |Z|| или матрицу
проводимостей ||Y| |, а по (12.47) или (12.48)-матрицу рассеяния. ||S|| для рассматриваемых
схем (рис.13.20 и 13.21). Используя найденные элементы матрицы || S ||, определяют
согласование на входе схемы KBB=(1-|S1l)/(1 + |S11|) и вносимое схемой затухание
Nзат=10lg (1/| S21 |2). Используя полученные формулы для КБВ и Nзат, несложно получить
следующие формулы (формулы синтеза) для определения величины резисторов исходя из
требуемого вносимого затухания ступени N
и обеспечения согласования с подводящими
зат
линиями (КБВ=0):
Следует отметить, что сосредоточенные резисторы применяют в полосковых
конструкциях устройств диапазона СВЧ на частотах вплоть до 12... 18 ГГц. Однако на
частотах выше 1...2 ГГц используют специальные конструкции резисторов, называемые
ЧИП-резисторы [49]. Это элементы, специально разработанные для применения в
микрополосковых линиях в составе гибридных интегральных схем. Такой резистор
представляет собой весьма малую диэлектрическую пластину, на которую нанесены
резистивный слой (поглощающая пленка) и контактные площадки (рис.13.22). Например,
один из типичных размеров пластины
332
1x1x0,6 мм, при этом размер участка с резистивным слоем 0,5x1 мм, а контактных
площадок 0,25x1 мм. Столь малые размеры и позволяют рассматривать такие элементы в
качестве сосредоточенных резисторов на частотах до 12...18 ГГц. На рис. 13.23 показана
микрополосковая конструкция Т-звена с использованием ЧИП-резисторов. Иногда
ступень выполняется в виде отдельного ЧИП, при этом Т- или П-образная схема размещается на подложке малых размеров, где имеется три вывода (контактные площадки)
для установки на полосковую плату. Используя набор отдельных ступеней с разными
вносимыми затуханиями, можно построить дискретный аттенюатор, обеспечивающий ряд
фиксированных значений вносимого затухания, отличающихся на постоянную величину
∆N
, называемую дискретом затухания. Управление такими аттенюаторами обычно
зат
осуществляется с помощью электрически управляемых переключателей на p-i-n диодах
(см. 13.5).
13.4.2. Тройники
Тройником называется трехплечное устройство (шестиполюсник), образованное
сочленением трех отрезков линии передачи. Такое устройство описывается матрицей || S ||
(12.43) при N= 3. Тройники обычно используют либо для деления мощности входного
сигнала на две «(в общем случае неравные части), которые передаются по отдельным
линиям передачи, либо для сложения и передачи по одной линии сигналов, создаваемых
двумя источниками. В зависимости от типа сочленяемых линий тройники называют
волноводными, коаксиальными, полосковыми, коаксиально-волноводными, коаксиальнополосковыми и т.д. Наиболее часто применяют Т-образные тройники (рис.13.24)
(продольные оси двух отрезков линии совпадают, а ось третьего перпендикулярна к ним)
и Y-сочленения (угол между продольными осями соседних отрезков линии равен 120°)
(рис. 13.25). Для волноводных тройников используют, кроме того, дополнительную
классификацию. Если
разветвление волноводов происходит в плоскости, параллельной продольным осям линий
и вектору Е в каждой из них, тройник называют Е-плоскостным, а если в плоскости,
параллельной продольным осям и вектору Н в каждой из них-то Н-плоскостным.
Волноводные Е-плоскостной и W-плоскостной Т-тройники, а также Н-плоскостное Усочленение прямоугольных волноводов показаны на рис. 13.26 и 13.27 и 13.25
соответственно. На рис. 13.24 изображен микрополосковый Т-тройник.
333
Рассмотрим принцип действия волноводного Н-плоскостного Т-тройника (рис. 13.27). Все
волноводы имеют одинаковые поперечные размеры и рассчитаны на одноволновый
режим. Пусть в плече 1 распространяется волна Н10, переносящая мощность Р, Эта волна
возбуждает поле в области разветвления волноводов и частично отражается обратно в
плечо 1. Примерная структура силовых линий возбуждаемого магнитного поля в области
разветвления показана на рис. 13.28. При этом, поскольку плечи 2 и 3 расположены
симметрично относительно плеча 1, в них возбуждаются волны Н10, векторы Е которых
имеют одинаковые амплитуды и фазы на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии
тройника (см. возбуждение прямоугольного волновода рис. 13.12 или 13.13). Для
устранения отраженной волны в плече 1 в тройник параллельно вектору Е вводят
индуктивный штырь, как показано на рис. 13.27. Штырь создает в плече 1
дополнительную отраженную волну, компенсирующую первую. Полную компенсацию
обеспечивают, подбирая величины d и t (см. рис. 13.27).
В согласованном таким образом тройнике мощность Р1 поровну делится между
выходными плечами 2 и 3, т.е. Р2=Рз=Р1/2. Имеет место и обратное явление: если в
плечах 2 и 3 одновременно возбудить волны H10 с одинаковыми амплитудами и фазами
векторов Е, то мощности, переносимые волнами, сложатся и поступят в плечо 1. При
подаче мощности в плечо 2 тройника мощности на выходах плеч 1 и 3 уже не будут равны
друг другу из-за их несимметричного относительно плеча 2 расположения. Кроме того, в
плече 2 появится отраженная волна, т.е. тройник, согласованный со стороны плеча 1,
будет рассогласован со стороны второго и третьего плеч [46]. Очевидно, что из всех
возможны конструкций H-тройников только Y-сочленение (см. рис.13.25) обеспечивает
равное деление мощности между выходными плечами при возбуждении любого из трех
плеч.
Если в плече 1 волноводного Е-плоскостного Т-тройника (см. рис. 13.26) возбудить волну
Н10, переносящую мощность Р1 то эта волна, частично отражаясь, будет возбуждать поле в
334
области разветвления. Примерная структура силовых линий вектора Е, возникающего в
области разветвления, показана на рис. 13.29. При этом в плечах 2 и 3 возбуждаются
волны Н10, векторы Е которых имеют одинаковые амплитуды, а их фазы отличаются на п
на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии тройника. Для компенсации
отраженной волны в плече 1 создают дополнительную отраженную волну, помещая в это
плечо индуктивную диафрагму (см. рис. 13.26) и подбирая ширину щели в диафрагме и
расстояние от диафрагмы до разветвления. В согласованном таким образом тройнике
входная мощность Р1 делится пополам и поступает на выходы плеч 2 и 3. Имеет место и
обратное явление. Если в плечах 2 и 3 одновременно возбудить волны Н10, векторы Е
которых на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии тройника будут иметь
одинаковые амплитуды, а их фазы будут отличаться на я, то в области разветвления
образуется электромагнитное поле, примерная структура силовых линий вектора Е
которого показана на рис. 13.29. При этом в плече 1 будет возбуждаться волна Н10,
переносящая мощность, равную суммарной мощности, поступающей в плечи 2 и 3.
Волноводные тройники могут строиться из волноводов разных типов. На рис. 13.30
показан волноводный Т-тройник, образованный отрезками прямоугольного и круглого
волноводов, работающих на низшем типе волны. Такой тройник обладает рядом
интересных свойств. При возбуждении волны Н10 в плече 1 в области разветвления
возникает структура электрического поля, показанная на рис.13.31,а. Поскольку плечи 2 и
3 расположены симметрично относительно плеча 1, в круглом волноводе возбуждаются
две волны H
бегущие в разные стороны от разветвления и имеющие одинаковые
11,
амплитуды и фазы векторов Е2 на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии. При
этом плоскость поляризации векторов Е2 волн Н11 в центре круглого волновода
перпендикулярна продольной оси волновода плеча 1. Подобный тройник можно
использовать в качестве трансформатора волны Н10 прямоугольного волновода в волну
Н11 круглого, если в плече 3 установить коротко замыкающую пластину на расстоянии
Λ/4 от центра разветвления (см. коаксиально-волноводный переход рис.13.5), где Λ-длина
волны Н11 в круглом волноводе. Если, в тройнике (см. рис.13.30) возбудить в плече 2
волну Н11, для которой вектор Е1 в центре волновода параллелен продольной оси
прямоугольного волновода, то мощность, переносимая этой волной, в плечо 1
ответвляться не будет. Примерная картина силовых линий вектора электрического поля,
возникающего при этом в области разветвления волноводов, показана на рис. 13.31, б. В
335
этом случае волна Н10 в плече 1 не возбуждается. Поэтому мощность со входа 2 проходит
в плечо 3 и частично отражается от области разветвления в плечо 2. Для устранения
отражений в щели в месте сочленения волноводов располагают тонкие металлические
провода (см. рис.13.30). Этим уменьшается влияние щели на распространение волны Н11 с
поляризацией Е1 .В то же время провода практически не влияют на передачу мощности из
прямоугольного волновода в круглый, поскольку вектор Е как в прямоугольном
волноводе, так и в круглом (для поляризации Е2) перпендикулярен им.
Рассмотрим полосковые и коаксиальные тройники. На рис. 13.32 показана приближенная
эквивалентная схема такого тройника. Пусть волновые сопротивления линий,
образующих плечи 1, 2 и 3, равны ZB1, ZB2 и ZB3 соответственно. Предположим, что в
плече 1 распространяется низшая волна, переносящая мощность P1, а плечи 2 и 3 нагружены на согласованные нагрузки. Поскольку линия, образующая плечо 1, в точках разветвления (рис. 13.32) нагружена на параллельное
соединение входных сопротивлений линий, образующих плечи 2 и 3, и равных их
волновым сопротивлениям, то условие отсутствия отраженной волны от места соединения
линий можно записать в виде 1/ZB1 = 1/ZB2 + 1/ZB3. МОЩНОСТЬ, переносимая по линии
TEM-волной, обратно пропорциональна волновому сопротивлению линии (12.2), поэтому,
поскольку линии в плечах 2 и 3 подключены параллельно, отношение мощностей,
поступающих на выходы 2 и 3 плеч, будет равно P2/P3=ZB3/Z
то записанные выше соотношения позволяют найти ZB2 и Z
Если обозначить Р2/Рз=т,
B3 .
при которых для заданных
B3,
ZB1 и т входная мощность полностью поступает в выходные плечи: ZB2=ZB1(m + 1)/m и
ZB3 = =ZB1(m + 1). При равном делении входной мощности (m = 1) имеем ZB2=ZB3 = 2ZB1.
На рис.13.24 показана конструкция микрополоскового тройника. Отметим, что для
рассматриваемой конструкции эквивалентная схема (см. рис. 13.32) не учитывает влияние
неоднородности, возникающей в месте разветвления микрополосковых линий, на
распространение волн. Обычно влияние неоднородности незначительно, если
геометрические размеры области разветвления много меньше длины волны. Для
построения уточненной эквивалентной схемы тройника (рис. 13.24) следует в схему (рис.
13.32) включить эквивалентную схему неоднородности, приведенную в [36]. Если
требуется, чтобы волновые сопротивления всех линий, подключаемых к плечам тройника,
были одинаковы и равны ZB, то между местом разветвления и выходами плеч 2 и 3
включают трансформирующие отрезки линии передачи с волновыми сопротивлениями
Z
Tp1
и Z
соответственно (рис.13.33), причем длина каждого отрезка равна Λ 0/4, где Λ о-
Tp2
длина волны в линии, образующей трансформатор, на расчетной частоте f0. Для
обеспечения требуемого коэффициента деления мощности т и отсутствия отраженной
волны в плече 1 на частоте
336
нении рабочей частоты f от f0 во входном плече 1 появляется отраженная волна, т.е.
появляется рассогласование. Полоса согласования тройника со стороны плеча 1 при т = 1
будет такая же, как и у четвертьволнового трансформатора, согласующего активные
сопротивления, отличающиеся в 2 раза (см. гл.12).
Для расширения полосы согласования со стороны плеча 1 используют несколько
трансформирующих ступеней (см. ступенчатый переход гл.12) [33]. При этом можно
обеспечить или максимально плоскую или чебышевскую АЧХ согласования. При подаче
сигнала в плечо 1 (рис.13.33) фазы сигналов, поступающие на выход плеч 2 и 3, будут
одинаковыми независимо от коэффициента деления т и рабочей частоты f.
Как показано в [46], реактивные шестиполюсники, к которым относятся рассматриваемые
конструкции (рис.13.24 и 13.33), не могут быть одновременно согласованными со стороны
всех плеч, т.е. если обеспечить S
= 0, то S22≠0 и S33≠0. Кроме того, для таких устройств
11
S23≠0, т.е. между плечами 2 и 3 существует связь. Однако в некоторых применениях к
тройникам предъявляют ряд дополнительных требований: обеспечение согласования со
стороны всех плеч (S11 = S22=S33=0) и обеспечение развязки (отсутствие связи) между
выходными плечами 2 и 3 (S23=S32=0). Например, если тройник используется для
сложения мощностей от двух генераторов, работающих на одной частоте. В этом случае
стабильная работа генераторов наблюдается при отсутствии отраженных волн от входов
тройника и отсутствии взаимной связи между ними. Кроме того, в случае если тройник
используется для деления входной мощности, то развязка между плечами 2 и 3 устраняет
взаимную связь между несогласованными нагрузками, подключенными к ним.
Для обеспечения согласования со стороны всех плеч и развязки между плечами 2 и 3 в
схему тройника (см. рис.13.33) вводят поглощающие элементы, чаще всего
сосредоточенные резисторы (см. рис.13.34), называемые балластными сопротивлениями.
Поскольку электрические расстояния от плеча 1 до точек А и В, к которым подключен
резистор, равны, при возбуждении плеча 1 в точках А и B устанавливаются одинаковые
потенциалы и ток через резистор отсутствует, т.е. резистор не влияет на передачу
мощности из плеча 1 в плечи 2 и 3. При возбуждении плеча 2 мощность в плечо 3
поступает двумя путями: через резистор и через два четвертьволновых трансформатора,
т.е. в плече 3 возбуждается две волны. Одинаковые амплитуды
337
этих волн обеспечиваются выбором величины резистора R
. Если расстояние между
6aл
точками А и В сделать достаточно малым по сравнению с длиной волны (обычно
трансформаторы изгибаются для сближения их концов), то сдвиг по фазе волн в плече 3
будет близок к π из-за разных путей, проходимых волнами. Поэтому волны в плече 3
компенсируют друг друга и мощность из плеча 2 не поступает в плечо 3, она частично
проходит в плечо 1 и частично рассеивается в резисторе. Для полного согласования
тройника и получения идеальной развязки между плечами 2 и 3 его параметры следует
выбирать по
требуется обеспечить одинаковые волновые сопротивления подводящих линий
ZB1=ZB2=2
=
ZB при неравном делении (m≠1), применяют дополнительные
B3
четвертьволновые трансформаторы (рис.13.35). Формулы для расчета подобной схемы
можно найти в [30]. Отметим, что в рассмотренных схемах идеальное согласование плеча
1 и идеальная развязка между выходными плечами будут лишь на расчетной частоте, для
которой длины всех трансформаторов равны Λ о/4. Кроме того, рассмотренные тройники
обеспечивают деление входного сигнала в заданном отношении т и синфазные выходные
сигналы на любой частоте рабочего диапазона. Более подробные сведения о частотных
характеристиках полосковых тройников можно найти в [40]. Аналогично конструируются
тройники из отрезков коаксиальной линии.
13.5. ФАЗОВРАЩАТЕЛИ
Фазовращатели -это устройства, служащие для изменения фазы электромагнитной волны,
поступающей на их вход. На практике применяют проходные и отражательные
фазовращатели. Проходной фазовращатель является двухплечным устройством. В
идеальном случае электромагнитная волна должна проходить со входа на выход такого
устройства без отражений и затухания, получая лишь фазовый сдвиг ∆φ. В этом случае
фазовращатель можно представить в виде эквивалентного четырехполюсника, матрица
||S|| которого определяется формулой (12.43) при N=2, где S11 = S
= 0; S12 = S21 = exp(-
22
i∆φ). Отражательный фазовращатель является одноплечным устройством, которое в
идеальном случае полностью отражает электромагнитную волну, поступающую на его
вход. При этом фаза отраженной волны изменяется на ∆φ по отношению к фазе падающей
волны. Такой фазовращатель можно представить в виде эквивалентного двухполюсника,
описываемого коэффициентом отражения на входе Г=exp(-i∆φ). Фазовый сдвиг, вносимый
338
фазовращателем, может быть или фиксированным или управляемым. В фазовращателях с
регулируемым фазовым сдвигом величина ∆φ может изменяться плавно (плавные или
аналоговые фазовращатели) или скачкообразно (дискретные фазовращатели).
Управление вносимым фазовым сдвигом обычно осуществляют или механическим, или
электрическим путем. В механических фазовращателях изменение вносимого фазового
сдвига происходит вследствие перемещения отдельных элементов конструкции, а в
электрических - под воздействием подаваемых электрических сигналов.
Простейшим фазовращателем проходного типа является отрезок линии передачи длиной l,
проходя который электромагнитная волна получает фазовый сдвиг ∆φ = 2πl /Λ. Для
изменения ∆φ можно или изменять длину отрезка l, или изменять величину фазовой
скорости волны в пределах отрезка, т.е. изменять электрическую длину отрезка l/Λ. На
рис. 13.36 изображена схема проходного механического плавного фазовращателя,
построенного на основе коаксиальной линии: Перемещением подвижной части
изменяется длина линии между входом и выходом устройства. Для устранения
отражений проходящей волны скользящие контакты во внешнем и внутреннем
проводниках разнесены, что позволяет обеспечить одинаковое волновое сопротивление ZB
во всех сечениях линии независимо от положения подвижной части. Компенсация
отражений в местах скачкообразного изменения диаметров внешнего и внутреннего
проводников коаксиальной линии обеспечивается последовательным включением
коротких отрезков ∆ l коаксиальной линии с большей величиной волнового сопротивления, чем ZB. Эквивалентной схемой таких отрезков является последовательно
включенная индуктивность (см. табл.12.1), величина которой подбирается так, чтобы
компенсировать влияние емкости в эквивалентной схеме стыка коаксиальных линий с разными размерами металлических проводников [33].
Изменение фазовой скорости волны, распространяющейся по отрезку линии, можно
обеспечить с помощью изменения параметров среды, заполняющей этот отрезок. При
этом можно изменять вносимый фазовый сдвиг, не изменяя длину отрезка линии. Пусть в
прямоугольный волновод, по которому распространяется волна Н10, введена тонкая
диэлектрическая пластина длиной l параллельно боковым стенкам волновода (см.
рис.13.18). Для уменьшения отражений концы пластины заострены. В этом случае на
участке волновода, содержащем пластину, структура электромагнитной волны несколько
изменится, поскольку электромагнитное поле появится внутри пластины. При этом часть
мощности будет переноситься внутри пластины, а часть -в окружающем ее воздухе. Из-за
этого скорость распространения волны на участке волновода с пластиной VФ будет
меньше, чем скорость распространения волны Vф0 в незаполненном волноводе. Это яв-
339
ление можно учесть при вычислении фазовой скорости волны в волноводе с пластиной по
формуле (9.14), если в ней заменить ε на эффективную относительную диэлектрическую
проницаемость . Анализ волн в прямоугольном волноводе, частично
заполненном диэлектриком [48], показывает, что ε
увеличивается с увеличением ε
rЭф
пластины и ее толщины. Кроме того, поскольку амплитуда вектора Е волны Н10
изменяется вдоль широкой стенки волновода по синусоидальному закону, то, изменяя
расстояние от пластины до узкой стенки, можно изменять ε
примерно от 1 (пластина
rЭф
расположена вблизи узкой стенки, где амплитуда вектора Е близка к нулю, поэтому
мощность, переносимая волной внутри пластины, равна нулю) до некоторой
максимальной величины (пластина расположена в середине широкой стенки, где
амплитуда вектора Е максимальна, поэтому максимальна и энергия, переносимая волной
внутри пластины). Конструкция плавного волноводного фазовращателя близка к
Конструкции поглощающего аттенюатора (см.рис.13.18.) и отличается от нее только тем,
что на диэлектрической пластине фазовращателя отсутствует поглощающий слой. Плавно
изменяя расстояние от пластины до узкой стенки, удается плавно изменять вносимый
фазовый сдвиг, причем наибольшая величина ∆φ будет при размещении пластины в
середине широкой стенки волновода.
Фазовращатели с электрическим управлением могут быть выполнены на коммутационных
диодах СВЧ, на намагниченных ферритах (см.14.3.3) или на сегнетоэлектрических
элементах [49]. Наибольшее распространение получили дискретные фазовращатели на
коммутационных диодах. Использование полупроводниковых элементов и
микрополосковой линии передачи позволяет выполнять конструкции фазовращателей на
основе печатных плат или включать в состав интегральных схем СВЧ. В качестве коммутационных диодов обычно используют р-i-n-диоды. Структура такого диода является
трехслойной (рис. 13.37, а): между хорошо проводящими полупроводниковыми слоями с
дырочной (слой р) и электронной (слой п) проводи мостя ми расположен достаточно
широкий слой с низкой проводимостью, близкой к собственной проводимости
полупроводника (слой i). Торцевые поверхности диода металлизируют и используют в
качестве выводов. Если к диоду приложить постоянное напряжение, называемое смещением, так, что плюс источника смещения соединен с слоем р, а минус - со слоем п, то
сопротивление слоя i, а значит, и всего диода резко уменьшится за счет поступления в
этот слой электронов из слоя п и дырок из слоя р. Такое смещение называют прямым. При
приложении к диоду обратного смещения (плюс источника смещения соединен со слоем
п) сопротивление диода резко возрастает, поскольку все постоянное напряжение оказывается приложенным к слою i, где создается сильное электрическое поле, способствующее
удалению свободных зарядов из этого слоя. Поэтому если к диоду одновременно
приложить смещение и достаточно малое переменное напряжение высокочастотного
сигнала, то для последнего диод будет вести себя по-разному в зависимости от
полярности смещения: при прямом смещении диод обладает малым активным
сопротивлением R+(несколько Ом) и его можно представить в виде эквивалентной схемы
(рис.13.37, б), где Ls учитывает индуктивность выводов диода; при обратном смещении
активное сопротивление диода R_ достаточно велико (несколько кОм) и его можно
представить в виде эквивалентной схемы (рис .13.37,в) ,где Сi учитывает общую емкость
диода в этом состоянии (обычно величина С,= 0,3...1 пФ). В настоящее время разработано
большое число конструкций p-i-n диодов, предназначенных для работы в разных типах
линий передачи при различных уровнях передаваемой мощности [50].
r
340
Соседние файлы в предмете Электродинамика и распространение радиоволн