курсач / 00_Курсовая_Работа_БРВ2201_Бригада6_ОПРПУдТВ
.pdf
Частотная модуляция (ЧМ) – модуляция называется частотной, если в колебании в зависимости от модулирующего сигнала изменяется частота несущего колебания.
Фазовая модуляция (ФМ) – модуляция называется фазовой, если в колебании в зависимости от модулирующего сигнала изменяется мгновенная фаза несущего колебания.
Цифровая модуляция. В цифровых системах связи процесс модуляции заключается в изменении какого-либо или нескольких параметров несущего колебания в соответствии с передаваемым символом сообщения. При этом в цифровых системах связи для обозначения процесса модуляции используется термин «манипуляция». [3, с. 826]
Различают множество различных типов цифровой модуляции, вот некоторые из них:
QAM (Quadrature Amplitude Modulation) – квадратурная амплитудная модуляция.
PSK (Phase Shift Keying) – фазовая манипуляция.
FSK (Frequency Shift Keying) – частотная манипуляция.
Так как в проектируемом передатчике применяется частотная (FM/ЧМ) модуляция, то она производится напрямую в генераторе управляемым напряжением (ГУН). Схема такого ГУН представлена ниже.
Рисунок 2.6.1 – Типовая схема ГУН с двумя подстроичными варикапами и одним модулирующим
Выходная мощность подобного ГУН обычно не превышает PГУН10 mW
[5, с. 77]
3. Глава 3. Расчет усилительного тракта
3.1 Учет потерь после оконечного каскада
Мощность PСР=200 W задана в антенне, однако от усилителя до антенны
часть мощность теряется. Данную потерю необходимо учесть. Расчет мощности с учетом потерь на ВФС:
PВФС |
PСР |
|
200 W |
210.819 W |
(3.1.1) |
|
KBV |
0.9 |
|||||
|
|
|
|
Расчет мощности оконечного каскада, при ηВФС=0.9
PОК PВФС 210.819 W 234.243 W
ηВФС 0.9
Расчет пиковой мощности:
PП PСР PikFactor 200 W 1 200 W
Расчет мощности оконечного каскада через пиковую мощность:
PОК.П |
PВФС PikFactor |
|
210.819 W 1 |
234.243 W |
|
ηВФС |
0.9 |
||||
|
|
|
(3.1.2)
(3.1.3)
(3.1.4)
Расчет мощности запаса с учетом потерь и 20-ти процентным запасом, по которой будет выбран транзистор для оконечного каскада:
PЗАП PОК.П+PОК.П 0.2 |
(3.1.5) |
PЗАП 234.243 W+234.243 W 0.2 281.091 W
3.2 Выбор режима работы оконечного каскада
Режимы работы по углу отсечки:
1. Режим A, угол отсечки θ 180 deg.
Режим, при котором усилительный элемент работает только на линейном участке ВАХ
Преимущества: высокая линейность, низкий уровень нелинейных искажений.
Недостатки: низкий КПД (обычно не более 25%). 2. Режим B, угол отсечки θ 90 deg.
Данный режим характеризуется работой с отсечкой при токе покоя равном нулю.
Преимущества: высокий КПД (60-70%).
Недостатки: нелинейные искажения (коэффициент гармоник KГ≤10%),
непригодность для усиления сигналов с переменной огибающей. 3. Режим AB, угол отсечки 0 deg<θ<180 deg.
Режим, при котором рабочая точка несколько смещена в сторону линейного участка ВАХ.
Преимущества: КПД выше, чем у режима A (около 45-60%), меньше искажения, чем у режима B (коэффициент гармоник KГ≤3%). Подходит
для сигналов с переменной огибающей.
Недостатки: КПД ниже, чем у режима B, искажения выше, чем у режима A.
4. Режим C, угол отсечки θ<90 deg.
Данный режим характеризуется работой с углом отсечки θ < 90° при отсутствии тока покоя.
Преимущества: очень высокий КПД (75-85%).
Недостатки: большие нелинейные искажения (коэффициент гармоник KГ>10%), непригодность для для сигналов с переменной огибающей.
Режимы работы по напряженности:
1.Недонапряженный режим.
При данном режиме, амплитуда переменного напряжения на выходе
меньше напряжения отсечки.
Преимущества: высокая линейность, малый уровень высших гармоник.
Недостатки: низкий КПД.
2.Граничный режим.
При данном режиме амплитуда переменного напряжения на выходе
равна напряжению отсечки. Транзистор на грани входа в режим отсечки. Преимущества: оптимальное сочетание КПД, выходной мощности и
линейности.
Недостатки: требует точного расчета и стабильности режима смещения, вследствие чего удержать такой режим почти невозможно.
3. Перенапряженный режим.
При данном режиме амплитуда переменного напряжения на выходе превышает напряжение отсечки. Транзистор входит в режим отсечки на части периода.
Преимущества: максимально достижимый КПД.
Недостатки: высокий уровень высших гармоник, сложность фильтрации, нелинейные искажения.
Для проектируемого ЧМ передатчика был выбран режим работы B при угле отсечки θ 90 deg и перенапряженный режим, так как позволяет достичь высоких значений выходной мощности и КПД.
3.3Выбор транзистора
Вкачестве транзистора был выбран MMRF1318NR1 [9] от фирмы NXP Semiconductor.
Рисунок 3.3.1 – Упрощенный контур и визуальное обозначение транзистора
Рисунок 3.3.2 – Компоновка компонентов для схемы транзистора
MMRF1318NR1
Ниже в таблице 3.3.1 приведены основные параметры транзистора.
Таблица 3.3.1 – Основные технические параметры транзистора MMRF1318NR1
Параметр |
Значение |
Мощность |
300 W |
Рабочие частоты |
10-600 MHz |
Входная емкость (Cвх, Ciss) |
304 pF |
Выходная емкость (Cвых, Coss) |
105 pF |
Емкость обратной связи (Cпрох, Crs) |
2.8 pF |
Сопротивление в отрытом |
0.125 Ω |
состоянии сток-исток (Rнас,Rds(on)) |
|
Крутизна (S) |
8 S |
Напряжение питания (Eпит) |
50 V |
Напряжение отсечки (Eотс, Vgsth) |
1.65 V |
Крутизна транзистора была грубо определена через сопротивление насыщения:
S |
1 |
1 |
8 S |
(3.3.1) |
|
Rds_on |
0.125 Ω |
|
|
Мощность выбранного транзистора перекрывает требования по мощности запаса с учетом потерь: PЗАП=281.091 W < 300 W
3.4 Расчет оконечного каскада
Для расчета потребуется знать значение коэффициентов гармоник и коэффициентов Берга для выбранного угла отсечки. Определить их значения можно по следующим формулам.
Формула для коэффициента нулевой гармоники:
α0(θ) |
I0 |
|
sin(θ)-θ cos(θ) |
(3.4.1) |
|
Im |
π (1-cos(θ)) |
||||
|
|
|
Формула для коэффициента первой гармоники:
α1(θ) |
I0 |
|
θ-sin(θ) cos(θ) |
(3.4.2) |
|
Im |
π (1-cos(θ)) |
||||
|
|
|
Общая формула для коэффициентов всех остальных гармоник:
αn |
(n,θ) |
In |
|
2 |
|
sin(n θ) cos(θ) |
-n cos(n θ) sin(θ) |
|
Im |
π |
n n2 -1 (1-cos(θ)) |
||||||
|
|
|
|
|||||
Формула для коэффициента Берга нулевой гармоники:
sin(θ)-θ cos(θ)
γ0(θ) π
Формула для коэффициента Берга первой гармоники:
θ-sin(θ)cos(θ)
γ1(θ) π
(3.4.3)
(3.4.4)
(3.4.5)
Общая формула для коэффициентов Берга всех остальных гармоник:
γn(n,θ) |
2 |
|
sin(n θ) cos(θ)-n cos(n θ) sin(θ) |
(3.4.6) |
||
π |
n n2 |
-1 |
||||
|
|
|
||||
Врамках расчета, угол отсечки равен θ=90 deg (определен в пункте 3.2),
атакже вместо значения напряжения питания транзистора в Eпит=50 V
будет использоваться EC 48 V, в силу соблюдений нормативов.
Используемая далее в расчетах мощность оконечного каскада была рассчитана в пункте 3.1 и составляет PОК=234.243 W.
Расчет выходной стоковой цепи.
Расчет граничного коэффициента использования выходного напряжения:
ξгр 0.5+0.5 1 |
- |
8 PОК Rнас |
=0.946 |
(3.4.7) |
||
α1(θ) EC |
2 |
|||||
|
|
|
|
|||
Так как была принята работа в перенапряженном режиме, то коэффициент κ, требуемый для расчета коэффициента использования, будет равен κ 1.01.
Расчет значения коэффициента использования:
ξ κ ξгр=0.956 |
(3.4.8) |
Расчет амплитуды переменного напряжения на стоке:
UC ξ EC=45.876 V |
(3.4.9) |
Расчет первой гармоники стокового тока:
IC1 |
2 PОК |
=10.212 A |
(3.4.10) |
|
UC |
||||
|
|
|
Расчет максимального значения высоты импульса стокового тока:
iC_max |
IC1 |
=20.424 A |
(3.4.11) |
|
α1(θ) |
|
|
Вычисление тока, потребляемого от источника питания:
IC0 α0(θ) iC_max=6.501 A |
(3.4.12) |
Расчет амплитуды второй гармоники тока стока:
IC2 αn(2,θ) iC_max=4.334 A |
(3.4.13) |
Расчет номинального сопротивления стоковой нагрузки
RЭКВ |
UC =4.492 Ω |
(3.4.14) |
|
IC1 |
|
Мощность, потребляемая от источника питания:
P0 EC IC0=312.058 W |
(3.4.15) |
Потери в стоковой цепи:
Pпот P0-PОК=77.815 W |
(3.4.16) |
Тогда КПД стоковой цепи будет равен:
η |
PОК |
100%=75.064% |
(3.4.17) |
|
P0 |
||||
|
|
|
Расчет входной цепи.
Расчет напряжения возбуждения, необходимого для создания тока
стока в IC1=10.212 A
UЗИ |
|
IC1 |
+D UC=3.012 V ; |
(3.4.17) |
|
α1 |
(θ) S (1-cos(θ)) |
||||
|
|
|
, где D=0.01 – проницаемость транзистора.
Расчет напряжения смещения на затворе. Поскольку каскад должен работать в классе B с углом отсечки θ=90 deg, то напряжение смещения
будет равно напряжению отсечки транзистора (т.к. cos(θ)=0 |
). |
EЗ Eотс- UЗИ-D UC cos(θ)=1.65 V |
(3.4.18) |
Коэффициент X, учитывающий дополнительные потери в паразитных емкостях транзистора, можно вычислить по формуле:
|
|
Ri RЭКВ |
|
Cпрох |
; |
(3.4.19) |
||
X 1+ 1+γ1(θ) S |
|
|
|
Сси |
||||
|
|
Ri+RЭКВ |
|
|
||||
, где Ri – внутреннее сопротивление транзистора, можно вывести из |
||||||||
формулы: S Ri D 1, следовательно, |
Ri |
1 |
=12.5 Ω. |
|
||||
|
|
|
S D |
|
|
|
|
|
Вычисление значения коэффициента X: |
|
|
|
|
|
|
||
|
Ri RЭКВ |
Cпрох |
=1.379 |
|
||||
X 1+ 1+γ1(θ) S |
|
|
|
Cвых |
|
|||
|
Ri+RЭКВ |
|
|
|
||||
Первая гармоника тока затвора:
|
|
|
|
RЭКВ |
|
|
|
|
|
X 2 π Fmax Cвых 1+ |
Ri |
IC1 |
|
|
|
IЗ1 |
|
|
|
|
=0.341 A |
(3.4.20) |
|
S γ1 |
(θ) |
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
||
Входной ток определяется по формуле:
Iвозб IЗ1+ |
UЗИ |
; |
(3.4.21) |
|
Rдоп |
||||
|
|
|
, где Rдоп – сопротивление обеспечивающее предыдущему каскаду нагрузку. Его можно найти из соотношения: Rдоп |XCвх|.
Тогда его значение можно найти как модуль реактивного сопротивления входной емкости:
Rдоп |
1 |
=4.848 Ω |
(3.4.22) |
|
2 π Fmax Cвх |
||||
|
|
|
Тогда значение входного тока:
Iвозб IЗ1+ UЗИ =0.962 A
Rдоп
Расчет входного сопротивления модуля:
rвх |
|
UЗИ |
=3.13 Ω |
(3.4.23) |
||
Iвозб |
||||||
|
|
|
|
|
||
Требуемая мощность на входе будет равна: |
|
|||||
Pвх |
UЗИ Iвозб |
=1.449 W |
(3.4.24) |
|||
|
2 |
|
||||
|
|
|
|
|
||
Расчет коэффициента усиления по мощности:
KP |
PОК |
=161.639 |
раз |
(3.4.25) |
|
Pвх |
|||||
|
|
|
|
||
KP_dB 10 log KP,10 =22.085 |
dB |
||||
Ниже на рисунке представлена схема оконечного каскада:
Рисунок 3.4.1 – Принципиальная схема оконечного каскада
Емкость разделительного конденсатора в цепи затвора C2 определяется из соотношения:
|XC2| |
1 |
≤ |
rвх |
(3.4.26) |
||
2 π f C |
50 |
|||||
|
|
|
|
|||
, где |XC2| – модуль реактивного сопротивления конденсатора C2. |
|
|||||
Тогда, емкость разделительного конденсатора C2 будет равна: |
|
|||||
C2 |
|
50 |
=29.059 nF |
(3.4.27) |
||
|
|
|||||
|
2 π Fmin rвх |
|
|
|||
Емкость разделительного конденсатора в цепи стока C1 определяется из соотношения:
|XC1| |
|
|
1 |
|
≤ |
RЭКВ |
(3.4.28) |
|
2 π f C |
50 |
|||||||
|
|
|
|
|||||
, где |XC1| – модуль реактивного сопротивления конденсатора C1. |
|
|||||||
Тогда, емкость разделительного конденсатора C1 будет равна: |
|
|||||||
C1 |
|
|
50 |
|
=20.245 nF |
(3.4.29) |
||
|
|
|
|
|
||||
|
2 π Fmin RЭКВ |
|
||||||
Ток через делитель R1-R2 |
можно определить по следующей формуле: |
|||||||
Iдел |
EЗ |
=0.34 A |
(3.4.30) |
|||||
Rдоп |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
||
Расчет сопротивления делителя R1:
R1 |
EC-EЗ |
=136.172 Ω |
(3.4.31) |
|
Iдел |
||||
|
|
|
||
Тогда мощность, рассеиваемая на резисторе R1: |
|
|||
PR1 Iдел2 R1=15.777 W |
(3.4.32) |
|||
Получившаяся мощность больше 1 W, что может привести к перегреву, поэтому целесообразно будет применить конвертор понижающий напряжение до EП 4.5 V. Пересчитаем сопротивление R1 и рассеиваемую
на нем мощность по формулам 3.4.31 и 3.4.32:
R1 |
EП-EЗ |
=8.373 Ω |
|
|
Iдел |
|
|||
|
|
|
||
PR1 Iдел2 |
R1=0.97 W |
|
||
Сопротивление резистора R2 Rдоп=4.848 Ω (формула 3.4.22). |
||||
Тогда мощность, рассеиваемая на резисторе R2 |
будет равна: |
|||
PR2 Iдел2 |
R2=0.562 W |
(3.4.33) |
||
Блокировочная катушка индуктивности в цепи затвора определяется из соотношения:
|XL2| 2 π f L≥50 rвх |
(3.4.34) |
|||
, где |XL2| – модуль реактивного сопротивления катушки L2. |
||||
Тогда, индуктивность блокировочной катушки L2 |
будет равна: |
|||
L2 |
50 rвх |
=0.285 μH |
(3.4.35) |
|
2 π Fmin |
||||
|
|
|
||
Блокировочная катушка индуктивности в цепи стока определяется из соотношения:
|XL1| 2 π f L≥50 RЭКВ |
(3.4.36) |
|||
, где |XL1| – модуль реактивного сопротивления катушки L1. |
||||
Тогда, индуктивность блокировочной катушки L1 |
будет равна: |
|||
L1 |
50 RЭКВ |
=0.409 μH |
(3.4.37) |
|
2 π Fmin |
||||
|
|
|
||