курсач / материалы / Проектирование радиоприемных устройств. Под ред. Сиверса А.П. 1976г

ветствуют наиболее распространенным значениям промежуточной

Т-прбтах’ приведенных в табл,. 7.1 или в справочниках, следует |

в соответствии с определением, приведенным на с. 326, можно |

Рассмотрим шумовые характеристики БС. Шумовое отношение ?

• 332

При расчете величины пБС на основе максимальных значений пШтах> приведенных в табл. 7.1 или справочниках, следует принять «БСтах = «ш maxКак ВИДНО ИЗ Табл. 7.1, ДЛЯ ДБШ ШумОВОе ОТношение в качестве паспортного параметра не указывается. Для этих диодов величину пш можно определить с помощью формулы (7.20) на

но пользоваться понятием удельного шумового отношения гетеро­ дина /г™ [I/мВт], соответствующего относительной величине выход­ ного шума гетеродина, приходящегося на 1 мВт его выходной мод­ ности несущих колебаний Ргвых [мВт], т. е.

(7.31)

Отсюда следует, что

(7.32)

где Pv— мощность гетеродина, подводимая ко входу БС, мВт. Величина пг0 зависит от типа гетеродина, рабочей длины волны и

величины промежуточной частоты. У отражательных клистронов. ЛОВ, генераторов Ганна величина пго на сантиметровых волнах лежит в пределах от единиц до нескольких десятков I/мВт, а на мил­ лиметровых волнах — от десятков до сотен и тысяч 1/мВт.

Распространенной характеристикой амплитудного шума гете­ родина является также относительная спектральная плотность мощ­

333

ности шума [дБ/Гц]:

Величина та обычно лежит в пределах —(100...180) дБ/Гц. Уровни шума гетеродинов различных типов приведены в § 8.4.

Используя (7.29) и учитывая потери моста LM, общий коэффи­ циент шума балансного преобразователя частоты с УПЧ аналогично

Отсюда следует, что для исключения влияния шума гетеродина на величину Nsc п необходимо выполнить условие

Нормированный коэффициент шума балансного преобразователя

Мощность гетеродина Рг, которую требуется подвести ко входу БС, зависит от выбранного типа диодов. Как уже отмечалось (см. с. 319), существует оптимальное значение РГОпт, при котором. Nбс. п достигает минимума. При работе с fn> 1 МГц и использова­ нии ТКД оптимальная мощность гетеродина, которую необходимо подвести к каждому диоду БС, равна Рг Опт = 0,6... 1 мВт. При ис­ пользовании арсенидногаллиевых ДБШ без положительного смеще­ ния Рг оит = 2...4 мВт, с положительным смещением 77О = 0,3...0,6 В

полоскового БС 3-сантиметрового диапазона волн, пригодного для включения по схеме МШДБС (рис. 7.21).

из поликора (е — 9,8) толщиной/г = 0,5 мм. Волновое сопротивление подводящих линий W = 50 Ом.

Проектирование и расчет

1. Выбираем смесительные диоды и определяем их параметры по табл. 7.1. Используем ДБШ типа АА112Б в микростеклянном кор­ пусе, имеющие при Рг = 3 мВт потери преобразования LwQ

334

пГь-=ъ ant lg (ma/lO)/lOskT0 — ant lg (—160/10)/(103 - 4-10 21)=25;

nr = 25 - 6 = 150.

9. Рассчитываем коэффициент шума по формуле (7.34): АБСп *= 4(0,85 + 150/4 • 400 + 1,58 — 1) = 6,09 = 7,84 дБ.

Смеситель АПЧ радиолокационного приемника

’ В импульсных радиолокационных приемниках с автономным ге­ теродином используют систему АПЧ для стабилизации разностной частоты гетеродина и передатчика /р = |fr — fc I- Важным элементом этой системы является СВЧ смеситель. Последний имеет такие же схему и конструкцию, как смеситель принимаемого сигнала, но су­ щественно отличается от него режимом и условиями работы: преоб­

6мВт лом гетеродина Рг‘, процесс

—4 мВт ■преобразования происходит

1 армоник разностной частоты /р. Токи последних могут стать соиз­ меримыми с током частоты fv, так же как и выходные напряжения сме­ сителя этих частот Uv, U2V, Usp. В результате возможно ложное срабатывание системы АПЧ по гармоникам разностной частоты и полное нарушение работы приемника.

Схему и рабочие уровни мощностей Рс и Рг смесителя АПЧ нужно выбирать такими, чтобы его выходное напряжение разностной час­ тоты Uv было возможно больше для устранения влияния различных «наводокж'по цепям СВЧ и промежуточной частоты, а отношения вы- ■ ходных напряжений полезного сигнала и его гармоник Up/U2v, UV/U3V были максимально возможными для исключения ложных сра­ батываний системы АПЧ. Этим требованиям в наибольшей степени удовлетворяет балансный смеситель АПЧ, вследствие чего его обычно и используют, хотя его шумовые свойства в данном случае

не имеют никакого значения.

Одним из наиболее важных достоинств балансного смесителя здесь является его свойство подавлять четные гармоники выходного сиг­ нала, в том числе и наиболее опасную из них — вторую. Степень

336

подавления четных гармоник тем выше, чем меньше разбаланс ам­ плитуд и фаз балансного смесителя и, в частности, чем меньше раз­ брос параметров диодов. Поэтому в БС АПЧ тоже необходимо ис­ пользовать пары диодов с подобранными параметрами, как и в БС принимаемого сигнала [9].

Амплитудные характеристики смесителя (7р (Рс, Рг), выражаю­ щие зависимость его выходного напряжения от входных мощностей сигнала и гетеродина, позволяют выбрать рабочие значения Рс, Рг и определить соответствующее им значение напряжения (7Р.

При проектировании смесителя АПЧ следует пользоваться обоб­ щенными амплитудными характеристиками смесителя, приведен­ ными на рис. 7.23. Они в равной степени пригодны как для балансно­ го, так и для небалансного смесителей, при этом мощности -Рс, Рг рассматриваются на входе, а (7Р — действующее значение напряже­ ния на выходе того или иного смесителя. С их помощью можно выбрать рабочие мощности Рс, Рт и рассчитать выходное напряже­ ние ДР, если известны потери преобразования смесителя при малом сигнале LMC, определенные при данном сопротивлении нагрузки смесителя 7?рна разностной (промежуточной) частоте. Как и ранее, предполагается, что эта нагрузка активна, т. е. выходная емкость смесителя компенсируется реактивностью его нагрузки.

Потери преобразования балансного смесителя при малом сигнале рассчитывают через потери преобразования LBC (см. (7.26)), т. е.

где гбсср — среднее значение выходного сопротивления БС. Сопротивление нагрузки Рр целесообразно выбирать из условия

так как при этом выходное напряжение (7р будет больше, чем при номинальной нагрузке [9], что следует из представления выходной цепи смесителя в виде эквивалентного генератора э. д. с. разност­ ной частоты.

Как видно из рис. 7.23, амплитудные характеристики имеют 'участок насыщения, на котором при значительных изменениях мощ­ ности сигнала Рс напряжение Up меняется весьма слабо. Именно этот участок и выбирают в качестве рабочего, поскольку при этом стабилизируется Up и обеспечивается устойчивая работа системы АПЧ в реальных условиях при изменении мощности передатчика в широких пределах.

Теоретические и экспериментальные исследования зависимостей величины напряжений Up, t/2p, Дзг, и степени подавления четных гармоник от уровней мощности Рс и Рг показали [9], что наиболее целесообразными рабочими уровнями Рс, Рг в БС АПЧ являются:

337

При таких мощностях Рс, Рг получается достаточно большое вы­ ходное напряжение Пр «у 0,3...1,5 В, значительное (~13 дБ) подав­ ление второй гармоники разностной частоты U.2P и достаточно низ­ кий уровень напряжений второй и третьей гармоник по сравнению с напряжением 6'р (Пр/П2р ж Up/l/зр ж 34...38 дБ).

Пример 7 2. Спроектировать микрополосновый БС АПЧ для импульсного радиолокационного приемника 3-сантиметрового диа­ пазона.

Исходные данные: = 3,2 см, рабочая полоса частот Праб//0 == = 6%, в канале принимаемого сш нала используют БС на диодах

они имеются) с целью унификации схемы и конструкции обоих смесителей. В данном случае отсутствуют диоды АА112 с большей, чем у диодов АА112Б, величиной /норм 110]. Поэтому в БС АПЧ применим те же диоды АА112Б (в парном подборе) и ту же топологи­ ческую схему БС, что и в примере 7.1, с той лишь разницей, что в БС АПЧ можно отказаться от сдвига смесительных секций на А/4 (рис. 7.21) для уменьшения размеров схемы.

Диоды АА112Б представляют собой ДБШ и имеют Апрб 6 дБ, Гвыхсд = 440...640 Ом (табл. 7.1).

2.Выбираем согласно (7.39) рабочие уровни мощностей гетерот дина Рг = 9 мВт и сигнала Рс = 10Рг = 10-9 = 90 мВт.

3.Определяем гБсср = (440 + 640)/2-2 = 270 Ом и выбираем

сопротивление нагрузки БС АПЧ согласно (7.38) равным Rv =

—Згбсср = 3 • 270 = 810 ~)м.

4.Рассчитываем поформуле (7.37) потери преобразования малого

сигнала, принимая Ьъс = Lnp6 max = 6 дБ (4): = 5,34.

5. По графику рис. 7.23 для Рг.= 9 мВт и Рс — 90 мВт находим Up ]fLMJRp = 0,091 B/Ом1/2, откуда рассчитываем выходное на­ пряжение БС АПЧ: Up = 0,091/]/5,34/810 = 1,12 В.

Импульсный сигнал Рс для БС АПЧ ответвляют из тракта пере­ датчика РЛС с помощью предельных или направленных ответви­ телей, которые на сантиметровых и миллиметровых волнах являют-, ся волноводными устройствами. Микрополосковые направленные ответвители (см. § 3.4) для этих целей можно использовать только в маломощных РЛС. Предельный ответвитель имеет простейшую конструкцию, минимальные габариты и поэтому получил распро­ странение, особенно в малогабаритных бортовых РЛС. Расчет и проектирование предельного ответвителя приведены в 191.

338

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1.Радиоприемные устройства. Под ред. Н. В. Боброва. М., «Сов. радио», 1971. Авт.: Н. Е. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев’

2.Арсланоз М. 3., Рябкэз В. Ф. Радиоприемные устройства. М., «Сов. радио», 1972.

3.Смогилев К. А., Вознесенский И. В., Филиппов Л. А. Радиоприем­ ники СВЧ. М., Воениздат, 1967.

4.Газлинг В. Применение полевых транзисторов. М., «Энергия», 1970.

5.СВЧ устройства на полупроводниковых диодах. Под ред. И. В. Мальского, Б. В. Сестрорецкого. М., «Сов. радио», 1969. Авт: М. А. Абдюханов,

Л.А. Биргер, И. А. Волошин и др.

6.Чжоу В. Ф. Принципы построения схем иа туннельных диодах. Пер.

сангл. Н. 3. Шварца. М.. «Мир», 1966.

7.Акчурин Э. А., Руль В В., Спирин В. Я. Туннельные диоды в технике связи. М., «Связь», 1971.

8.Алексенко А. Г. Основы микросхемотехники. М., «Сои. радио»,

1971.

9.Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных, приемников. М., «Сов. радио», 1973.

10.Диоды и тиристоры. Под ред. А. А. Чернышева. М., «Энергия», 1975. Авт.: А. А. Чернышев, В. И. Иванов, В. Д. Галахов и др.

11.Лебедев И. В. Техника и приборы СВЧ. Т. 1. М., «Высшая школа»,

1970.

12.Лосс. Фазовое подавление паразитного зеркального канала в прием­ никах СВЧ. — «Электроника», 1965, № 14, с. 22—28.

13.Немлихер Ю. А., Струков И. А., Эткин В. С. Построение схемы диодных СВЧ преобразователей частоты с фазовым подавлением зеркального канала.— В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 14, М., «Связь», 1974, с. 49—58.

8

ГЕТЕРОДИНЫ ПРИЕМНИКОВ

8.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Гетеродин приемника формирует вспомогательное гармоническое напряжение, необходимое для преобразования частоты. Основными требованиями, предъявляемыми к гетеродину, являются:

—обеспечение необходимого значения рабочей частоты и пере­ стройки ее в заданном диапазоне;

—стабильность частоты генерируемых колебаний;

—обеспечение необходимой амплитуды выходного напряжения

Иее постоянство;

—минимальный уровень гармоник выходного напряжения. Простейшие гетеродины представляют собой однокаскадные ге­

нераторы с самовозбуждением на транзисторах. Такие гетеродины находят применение в радио- и телевизионных приемниках, а также в некоторых профессиональных устройствах, в которых не требует­ ся высокая точность настройки. К группе простейших гетеродинов

339

могут быть отнесены клистронные гетеродины, а также гетеродины на туннельных диодах.

К недостаткам гетеродинов, выполненных по простейшим схемам, относится низкая стабильность их частоты. Поэтому в большинстве профессиональных радиоприемных устройств, где важны точность установки частоты гетеродина и высокая ее стабильность, исполь­ зуют более сложные схемы. В качестве примеров можно назвать схе-

. мы генераторов с многократным умножением частоты, схемы синте­ заторов частоты, квантовых генераторов, обеспечивающих исклю­ чительно высокую стабильность частоты.

Широко распространены схемы гетеродинов с кварцевой стаби­ лизацией частоты. Их достоинством является возможность получе­ ния стабильных колебаний при относительной простоте. Так, про­ стейший кварцевый генератор без дополнительных мер может обес­ печить относительную нестабильность частоты порядка 10~5. Ис­ пользование стабильных источников питания, термостатирование и герметизация позволяют уменьшить нестабильность частоты квар­ цевого гетеродина до 10~8.

8.2. ГЕТЕРОДИНЫ ПРИЕМНИКОВ КИЛОМЕТРОВЫХ, ГЕКТОМЕТРОВЫХ, ДЕКАМЕТРОВЫХ И МЕТРОВЫХ ВОЛН НА ТРАНЗИСТОРАХ

Практическое применение находят генераторы с трансформатор­ ной, автотрансформаторной и емкостной обратной связью (рис. 8.1, а—в). Кроме обычных генераторов с самовозбуждением широко при­ меняют кварцевые генераторы. Для примера можно привести схему генератора (рис. 8.1, г), в которой кварцевый резонатор включен в цепь обратной связи. В качестве контурного конденсатора можно использовать варикап (рис. 8.1, д). Тогда осуществляется электрон­ ная настройка гетеродина, упрощается решение задачи дистанцион­ ного управления. Гетеродин можно также выполнить на типовой ИС (рис. 8.1, е), где необходимый фазовый сдвиг получается благодаря определенному включению транзисторов.

При энергетическом расчете автогенераторов следует учитывать особенности транзисторов, проявляющиеся на высоких частотах.

Сдвиг по фазе между напряжением возбуждения и первой гар­ моникой тока коллектора, вызванный комплексностью проводи­ мости Y.lt приводит к тому, что для выполнения условия баланса фаз -f- <р21« 0 (где <рк — фазовый угол колебательного контура),

собственная частота контура /0 должна отличаться от частоты гене­

рируемых колебаний /.

значительное время дрейфа неосновных носителей в области базы /др вызывает увеличение угла отсечки тока коллектора на высоких частотах.

Наконец, уменьшение модуля проводимости ] У’21| и коэффициен­ та усиления транзистора по току с увеличением частоты требует

340

Рис. 8.1. Схемы гетеро­

динов:

а —в е трансформаторной,

автотрансформаторной и ем* костной обратной связью

соответственно; г — .с квар­ цевой стабилизацией часто­

ты; д — с электронной на­ стройкой; е — на ИС К2УС282.

увеличения напряжения, подаваемого на базу через иепь обратной связи, по сравнению с его значением на низких частотах.

Энергетический расчет гетеродинов

Энергетический расчет гетеродинов, выполненных по схемам, Приведенным на рис. 8.1, а—в, одинаков.

Исходными данными для расчета на заданную мощность являют­ ся активная составляющая генерируемой мощности Раг и частота колебаний f. По этим данным выбирают тип транзистора. Для рас­ чета должны быть известны статические характеристики, У-пара- Метры на заданной частоте (или в заданном диапазоне частот) и вре­ мя дрейфа tw. В начале расчета выбирают угол отсечки тока коллек­ тора 0К = 70...90° и напряжение источника питания коллектора ^В1-

Приведем порядок приближенного энергетического расчета авто­ генератора в критическом режиме.

341