
- •Введение
- •Раздел «Методология построения современных систем связи»
- •Тема «Общие сведения о системах связи»
- •Основные термины и определения
- •Помехоустойчивые (корректирующие) коды
- •Тема «Основные характеристики сигналов и систем передачи информации»
- •Основные параметры сигналов
- •Основные характеристики систем передачи информации
- •Помехи и искажения в каналах связи
- •Виды дискретной модуляции сигналов
- •Раздел «Математические модели каналов связи»
- •Тема «Математические модели непрерывных каналов связи»
- •Классификация каналов связи
- •Математическая модель каналов связи с аддитивным гауссовским шумом
- •Математическая модель однолучевого канала связи с флуктуациями амплитуд и фаз сигналов (с гауссовскими общими замираниями)
- •Математическая модель многолучевого гауссовского канала связи с частотно-селективным замиранием
- •Математическая модель каналов связи со сложной аддитивной помехой
- •Математическая модель каналов связи с межсимвольной интерференцией
- •Тема «Математические модели дискретных каналов связи»
- •Основные характеристики дискретных каналов связи
- •Математическая модель дискретного симметричного канала связи без памяти
- •Математическая модель дискретного несимметричного канала связи без памяти
- •Математическая модель дискретного канала связи с памятью
- •Тема «Математическая модель линейных и нелинейных преобразователей случайных сигналов в каналах связи»
- •Математическая модель линейного преобразователя случайных сигналов в каналах связи
- •Математическая модель нелинейного преобразователя случайных сигналов в каналах связи
- •Математическая модель случайного преобразователя сигналов в каналах связи
- •Раздел «Помехоустойчивый прием дискретных и непрерывных сообщений»
- •Тема «Постановка задачи синтеза оптимального приемника»
- •Общий подход к задаче синтеза оптимального приемника
- •Критерий идеального наблюдателя
- •Оптимальный прием дискретных отсчетов сигналов
- •Оптимальный прием непрерывной реализации сигналов
- •Тема «Статистические критерии оптимального приема сигналов»
- •Критерий Неймана-Пирсона
- •Байесовский критерий минимума среднего риска
- •Тема «Синтез оптимального когерентного приемника в условиях аддитивного шума»
- •Синтез приемника дискретных отсчетов сигналов
- •Синтез приемника непрерывной реализации сигналов
- •Структурная схема оптимального когерентного приемника
- •Тема «Оптимальный когерентный приемник на базе согласованных фильтров»
- •Передаточная функция согласованного фильтра
- •Основные свойства согласованных фильтров
- •Структурная схема оптимального когерентного приемника
- •Трансверсальный согласованный фильтр с импульсной реакцией
- •Согласованный с прямоугольным радиоимпульсом фильтр
- •Тема «Анализ помехоустойчивости оптимального приема двоичных сигналов»
- •Помехоустойчивость сигналов с дискретной амплитудной модуляцией
- •Помехоустойчивость сигналов с дискретной частотной модуляцией
- •Помехоустойчивость сигналов с дискретной фазовой модуляцией
- •Сопоставительный анализ сигналов с дискретными видами модуляции
- •Повышение помехоустойчивости связи на основе методов разнесенного приема
- •Тема «Потенциальная помехоустойчивость оптимального приема непрерывных сообщений»
- •Общие сведения об обобщенном выигрыше
- •Обобщенный выигрыш при амплитудной модуляции
- •Обобщенный выигрыш при балансной и однополосной модуляции
- •Обобщенный выигрыш при фазовой модуляции
- •Обобщенный выигрыш при частотной модуляции
- •Раздел «Основы передачи и кодирования информации»
- •Тема «Основные характеристики источников дискретных и непрерывных сообщений»
- •Количество информации источника дискретных сообщений
- •Энтропия источника дискретных сообщений
- •Свойства энтропии источника дискретных сообщений
- •Избыточность источника дискретных сообщений
- •Производительность источника дискретных сообщений
- •Энтропия источника непрерывных сообщений
- •Тема «Пропускная способность дискретного канала связи»
- •Свойства условной энтропии дискретного канала связи
- •Свойства взаимной информации дискретного канала связи
- •Свойства пропускной способности дискретного канала связи
- •Пропускная способность двоичного симметричного канала связи без памяти
- •Тема «Пропускная способность непрерывного канала связи»
- •Пропускная способность непрерывного канала связи
- •Свойства взаимной информации непрерывного канала связи
- •Формула Шеннона для пропускной способности непрерывного канала связи
- •Влияние полосы пропускания непрерывного канала связи на его пропускную способность
- •Теоремы кодирования Шеннона для канала связи с помехами
- •Тема «Основы построения корректирующих кодов»
- •Классификация корректирующих кодов
- •Основные характеристики блочных корректирующих кодов
- •Обнаружение и исправление ошибок в коде
- •Линейные двоичные корректирующие коды
- •Пример задания линейного корректирующего кода

Байесовский приемник преобразуется в этом случае в идеальный приемник по критерию Котельникова.
В принципе все критерии связаны с нахождением отношения правдоподобия и отличаются только значением порога B, при превышении которого принимаются решение о передаче определенного символа αi:
|
|
= |
|
i |
B |
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
ij |
|
|
|
|
|
|
|
j |
|
|
|
|
|
|
|
Важно отметить, что большинство систем передачи дискретных сообщений обладает примерно одинаковыми априорными вероятностями передаваемых сообщений. Кроме того, в этих системах ошибки являются одинаково нежелательны. Далее всегда будем применять критерий идеального наблюдателя, который в таких случаях приводит к правилу максимального правдоподобия.
Тема «Синтез оптимального когерентного приемника в условиях аддитивного шума»
Изучаемые вопросы:
1.Синтез приемника дискретных отсчетов сигналов.
2.Синтез приемника непрерывной реализации сигналов.
3.Структурная схема оптимального когерентного приемника.
Синтез приемника дискретных отсчетов сигналов
На основе правил решений оптимальных по максимуму правдоподобия получим структуры оптимальных цифрового и аналогового приемников в случае приема сигналов на фоне аддитивного белого гауссовского шума.
Пусть на вход цифрового приемника поступают дискретные отсчеты принимаемой смеси z(tk)
|
|
(1) |
z(tk ) = Si (tk ) + n(tk ), k = 1, n |
Дискретные отсчеты n(tk) представляют собой отсчеты белого гауссовского шума n(t) с нулевым средним значением и односторонней спектральной плотностью N0. Дисперсия дискретной случайной величины n(tk) определяется выражением
|
2 |
= N F |
|
|
|
|
|
|
|
0 |
C |
=
N |
0 |
|
|
2 t |
,
(2)
где FC – ширина спектра сигнала; t = 1/(2FC) – интервал дискретизации.

Отсчеты белого гауссовского шума некоррелированы и независимы. Поэтому n-мерная плотность распределения отсчетов представляет собой произведение одномерных плотностей:
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
(t |
) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
n |
|
|
|
z |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
− |
|
|
k |
|
|
|
(z |
, ..., z |
) = |
(z |
|
, ..., z |
|
| 0) = |
|
|
2 |
2 |
= |
||||||||
|
n |
|
|
e |
|
||||||||||||||||
n |
1 |
n |
|
n |
|
1 |
|
|
|
|
|
|
2 |
2 |
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
k =1 |
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
− |
П |
|
|
1 |
|
n |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
= (2 |
2 |
) |
|
2 |
exp − |
|
2 |
z |
2 |
(tk ) |
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
k =1 |
|
|
|
|
|
|
|
(3)
Поскольку разности z(tk) – Si(tk) = n(tk) являются отсчетами белого гауссовского шума, то n-мерная условная плотность распределения:
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
[ z (t |
)−S |
(t |
2 |
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
n |
|
1 |
− |
)] |
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
k |
|
2 |
k |
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
i |
|
|
|||
|
(z |
, ..., |
z |
n |
| |
) = |
|
|
|
e |
|
2 |
|
|
|
= |
|||
n |
1 |
|
|
|
|
|
i |
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
k =1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
− |
П |
|
|
1 |
|
n |
|
|
|
|
|
|
2 |
|
= (2 |
2 |
) |
|
2 |
exp − |
|
2 |
(z(tk ) − Si (tk )) |
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
k =1 |
|
|
|
|
|
|
|
(4)
После постановки формул (3) и (4) в отношение правдоподобия полу-
чим:
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
− |
П |
|
|
|
|
1 |
|
n |
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(2 |
2 |
) |
|
2 |
exp − |
|
2 |
(z(tk ) − Si (tk )) |
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(z |
, |
..., z |
n |
| |
) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
k =1 |
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
{z |
, ..., z |
} = |
n |
1 |
|
|
|
|
|
|
|
i |
|
= |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
= |
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
П |
|
|
|
|
n |
|
|
|
|
||||||
i |
1 |
n |
|
|
(z |
, |
..., z |
|
) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
− |
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
(2 |
2 |
) |
|
|
|
2 z |
2 |
|
|
||||||||||||||||||
|
|
|
|
n |
|
1 |
|
|
|
|
n |
|
|
|
|
|
2 |
exp − |
|
(tk ) |
|
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
2 |
k =1 |
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
n |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
n |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
= exp − |
|
|
|
z |
2 |
(tk ) exp |
− |
|
|
|
(z(tk ) − Si |
(tk )) |
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
|
|
|
2 |
2 |
|
2 |
2 |
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
k =1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
k =1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(5)
После постановки формулы (5) в правило решения и логарифмирования по натуральному основанию найдем процедуру обработки сигналов оптимальным цифровым приемником:
−
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
i |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
i {z1, |
..., zn } j {z1, ..., zn }, |
j = 1, M , j i |
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
n |
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
n |
|
|
|
|
|
2 |
|
i |
|
|||||||
|
|
|
ln exp |
− |
|
|
|
|
z |
|
(tk ) exp |
− |
|
|
|
|
|
(z(tk ) − Si |
(tk )) |
|
|
|
|
||||||||||||||||||||
|
|
|
|
2 |
2 |
|
|
2 |
2 |
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
k =1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
k =1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
i |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
n |
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
n |
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
||||
|
|
|
ln |
exp |
|
− |
|
|
|
|
|
z |
|
(tk ) exp |
− |
|
|
|
|
|
(z(tk ) − S j (tk )) |
|
|
(6) |
|||||||||||||||||||
|
|
|
2 |
2 |
|
|
2 |
2 |
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
k =1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
k =1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
1 |
|
|
2 |
n |
|
2 |
|
|
|
|
n |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
i |
|
|
|
|
1 |
|
|
|
2 |
n |
2 |
n |
|
|
|
|
|
2 |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||
|
|
z (tk ) (z(tk ) − Si (tk )) |
|
|
− |
|
|
|
|
z (tk ) (z(tk ) − S j (tk )) |
|
||||||||||||||||||||||||||||||||
2 |
2 |
|
2 |
2 |
|
||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
k =1 |
|
|
|
|
|
k =1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
k =1 |
|
|
k =1 |
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
n |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
n |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(z(tk ) − Si (tk ))2 |
i |
(z(tk ) − S j (tk ))2 |
|
|
|
|
|
|
|
k =1 |
k =1 |

Согласно полученному соотношению, принимается решение о том, что в принимаемом аддитивной смеси содержится сигнал Si(t), то есть регистрируются символ αi, для которого сумма квадратов разности отсчетов наблюдаемого колебания z(tk) и сигнала Si(tk) будет наименьшим среди всех остальных.
Физический смысл приемника заключается в следующем: если в принимаемой смеси содержится сигнал Si(tk), то разности z(tk) – Si(tk) будут обусловлены шумом и сумма их квадратов с большей вероятностью будет меньше соответствующей суммы квадратов других разностей z(tk) – Sj(tk).
Синтез приемника непрерывной реализации сигналов
Получим структуру оптимального приемника при непрерывном наблюдении. Максимальная (потенциальная) помехоустойчивость оптимального приемника будет реализована при обработке сигнала в течение всей посылки с длительностью T, а не дискретных отсчетов. Осуществим по формуле (5), предельный переход при t → 0. Число отсчетов (сечений) при этом будет стремиться к бесконечности, сумма преобразуется в интеграл, а функция отношения правдоподобия преобразуется в функционал отношения правдоподобия:
|
|
1 |
T |
|
|
|
1 |
T |
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
i |
[z(t)] = exp |
|
z |
2 |
(t)dt exp − |
|
z(t) − Si |
(t) |
dt |
|
|
|
N0 |
||||||||
|
N0 |
0 |
|
|
|
0 |
|
|
(7)
Данная формула поясняет физический смысл функционала отношения правдоподобия. Он является функцией от функции, то есть принимает то или иное числовое значение в зависимости от того, какая функция в него входит. Так, функционал отношения правдоподобия принимает максимальное значение, если в принимаемой смеси содержатся сигнал Si(t).
Подставим функционал отношения правдоподобия, задаваемый формулой (7), в правило решения. После логарифмирования получим следующее отношение для процедуры обработки принимаемой смеси:
i
i {z(t)} j {z(t)}, j = 1, M , j i
|
|
|
|
|
|
|
1 T |
z2 (t)dt |
|
|
|
|
|
|
|
1 T |
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
i |
||||||||||||||||
|
|
|
ln exp |
|
|
|
|
|
|
|
|
exp |
|
− |
|
|
|
|
|
z(t) − S |
(t) dt |
|
|
||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
i |
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
N0 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
N0 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
|
|
|
i |
|
|
|
|
|
|
|
1 T |
z2 (t)dt |
|
|
|
|
|
|
|
|
1 T |
z(t) − S |
|
(t) |
2 |
|
|
||||||||||||||||
|
|
|
ln |
exp |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
exp |
|
− |
|
|
|
|
|
|
|
dt |
|
|
|||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
j |
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
N0 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
N0 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
2 T |
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
i |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 T |
|
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
i |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
− |
1 |
|
z2 (t)dt |
|
|
|
|
z(t) |
− S |
(t) |
2 dt |
− |
|
1 |
|
z2 |
(t)dt |
z(t) − S |
|||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||||
N0 0 |
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
N0 0 |
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
i |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
− S |
j |
|
|
|
|
|
= 1, M , j i |
||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
z(t) − S |
(t) |
2 dt i |
|
z(t) |
|
(t) 2 dt, j |
(8)
(t) 2 dt
j
0 |
0 |

Согласно этим отношениям, символ αi регистрируются, если интеграл в левой части неравенства (8) наименьший. Правило, задаваемое формулой (8), можно представить и в другом виде. После возведения в квадрат и упрощения получим:
|
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
i |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
z(t) − Si (t) |
dt |
|
|
|
|
|
|
|
dt, |
j |
= 1, M , |
j |
i |
|
|
|
|
||||||||||||||||
|
|
|
|
|
z(t) |
− S j (t) |
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
i |
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
z |
(t) − 2z(t)S |
(t) + S |
(t) dt |
|
|
z |
(t) − 2z(t)S |
|
(t) |
+ S |
(t) dt |
|
|
||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
i |
|
|
j |
j |
|
|
||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
i |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
T |
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
i |
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
z |
(t)dt |
− 2 |
z(t)Si (t)dt + |
|
|
(t)dt |
|
z |
(t)dt − 2 |
z(t)S j (t)dt + |
(t)dt |
(9) |
||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
Si |
|
|
|
|
|
S j |
||||||||||||||||||||||||||||
0 |
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
i |
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
−2 z(t)Si (t)dt + Ei |
− 2 z(t)S j |
(t)dt + E j |
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
T |
|
|
|
E |
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
E |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
i |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
j |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
z(t)Si (t)dt − |
i |
z(t)S j (t)dt − |
|
|
, |
j = 1, M , |
j i |
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
2 |
|
2 |
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Ei и Ej – энергии сигналов Si(t) и Sj(t).
Для двоичной системы, где используется сигнал, реализации которого S0(t) и S1(t) имеют равные энергии:
T |
|
0 |
|
T |
1 |
|
z(t)S |
|
|
||
|
|
(t)dt |
|
z(t)S (t)dt |
|
0 |
|
|
|
0 |
|
(10)
Если условие не выполняется, то принимается решение о приеме символа «1».
Структурная схема оптимального когерентного приемника
Из полученных выражений видно, что процедура обработки сигнала не содержит никаких вероятностей. Здесь имеются параметры известных реализаций и функций сигналов на входе оптимального приемника. Поэтому данные выражения демонстрируют абсолютно все необходимые операции в процессе приема наблюдаемого колебания.

Структурная схема оптимального когерентного приемника (демодулятора) на основе корреляторов
Схема демодулятора в общем случае содержит m ветвей по числу реализаций сигнала с объединенными входами, куда поступает аддитивная смесь сигнала и помехи. Каждая ветвь содержит генератор эталонного колебания, что ещё содержит перемножитель принятого и опорного (эталонного) сигналов и интегратора. С помощью этих устройств вычисляется скалярное произведение
T (z, Si ) = z(t)Si (t)dt 0
(11)
Устройство, реализующее данную операцию, принято называть коррелятором, или активным фильтром.
После вычисления в корреляторе скалярного произведения из него вычисляется значение Ci = Ei/2. Если в момент времени t = T совпадающий с окончанием посылки сигнала в решающем устройстве определяется номер ветви с максимальным сигналом, колебание на выходе этой ветви и будет соответствовать переданному сообщению.
Рассмотренный метод приема сигналов с полностью известными параметрами, как уже отмечалось ранее, называют когерентным, а устройство, его реализующее, когерентным приемником. В таком приемнике необходимо определить точное значение фазы приходящих сигналов. На практике это