статьи / A reconfigurable microwave combline filter

84
IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS—II: EXPRESS BRIEFS, VOL. 63, NO. 1, ЯНВАРЬ 2016
Реконфигурируемый СВЧ гребенчатый фильтр
Мехмет Юсер, член IEEE
Аннотация — Реализована общая методика проектирования каскадного фильтра для получения настраиваемого узкополосного фильтра на основе
общего полосового фильтра Чебышева. Резонаторный гребенчатый СВЧ фильтр
изготовлен путем каскадирования двух асимметричных фильтров без
использования изолятора между ними. Настройка обеспечивается с помощью
винтов на верхней части каждого резонатора резонаторного гребенчатого фильтра. Для получения желаемого
режима применяется оптимизация. Разработанный
пример представлен вместе с результатами моделирования и измерений. Измеренные данные хорошо согласуются с
результатами моделирования.
Индексные термины — полосовые, каскадные фильтры, гребенчатые, перекрестные, реконфигурируемые, настраиваемые.
I. ВВЕДЕНИЕ
Микроволновые полосовые фильтры играют важную роль в
современных системах связи, где частотный
спектр становится все более переполненным с каждым днем, накладывая острые
фланги. Таким образом, современный высокопроизводительный фильтр требует асимметричных нулей передачи, которые могут быть введены перекрестно
связанными или обходными резонаторными схемами для достижения эффективного
использования спектра. Поэтому гораздо более острые фильтры приводят к
изоляции между близко расположенными частотными спектрами, т. е.
большему доходу за счет более эффективного использования частот. Эти
высокоселективные и настраиваемые фильтры с низкими вносимыми потерями
синтезированы с использованием ранее разработанных методов [1]–[4].
С другой стороны, реконфигурируемость в архитектурах RF особенно
продвигается на сегодняшнем рынке, чтобы повторно использовать
одно и то же оборудование и динамически реконфигурировать его режим работы
в соответствии с требованиями пользователя. Следовательно, реконфигурируемые
полосовые фильтры будут желательны для удовлетворения различных требований к полосе пропускания различных стандартов, снижения затрат и адаптации к нормативным изменениям. В [5] реконфигурируемый полосовой фильтр
разработан, обеспечивая нули передачи по обе стороны (сверху или снизу) отклика фильтра. В [6] два фильтра
соединены каскадом, чтобы обеспечить настраиваемую полосу пропускания и нули передачи на противоположных сторонах, используя «изолятор» между
фильтрами для обеспечения согласованного импеданса по всей полосе пропускания. Важность нашего исследования заключается в том, что фильтры
каскадируются без использования изолятора (см. Таблицу I). Преимущества
экономии оборудования из любой сети связи более
оценены в спутниковой системе, где масса и стоимость
прямо пропорциональны и являются большой проблемой для производителей.
Рукопись получена 2 августа 2015 г.; пересмотрена 6 сентября 2015 г.; принята
21 ноября 2015 г. Дата публикации 7 декабря 2015 г.; дата текущей
версии 22 декабря 2015 г. Этот краткий обзор был рекомендован заместителем редактора
Б. Чи.
Автор работал на кафедре электротехники и электроники, Университет Лидса, Лидс LS2 9DX, Великобритания. Сейчас он работает в Turksat,
Анкара, Турция (e-mail: mehmet.yuceer@gmail.com).
Цветные версии одного или нескольких рисунков в этом кратком изложении доступны онлайн
по адресу http://ieeexplore.ieee.org.
Цифровой идентификатор объекта 10.1109/TCSII.2015.2504010
ТАБЛИЦА I
СРАВНЕНИЕ С СОСТОЯНИЕМ ТЕХНИКИ [6]
Рис. 1. Эквивалентные резонаторы, начиная с прототипа с низкочастотной связью.
Поэтому в этом кратком изложении физическая конструкция гребенчатого резонаторного
фильтра реализована как расширение теоретической работы
[7], которая опирается на значения емкости настройки гребенчатой ​​линии и
выбор индивидуальных откликов фильтра для получения гибкого
узкого
полосового отклика.
В разделе II представлены конфигурации линейной связи и перекрестной связи и синтез фильтра, начиная с матрицы связи прототипа нижних частот, а также повторно рассматривается применение метода параметра наклона реактивной проводимости для нахождения эквивалентных параметров гребенчатого резонатора. В разделе III два асимметрично перекрестно связанных фильтра каскадируются, чтобы получить желаемый узкополосный отклик и изготовленный резонаторный гребенчатый фильтр, а также представлены результаты измерений.
II. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ПРОТОТИПА НИЗКИХ ЧАСТОТ В РЕШЕТЧАТЫЙ
В [7] представлено, как получить резонатор L, C, начиная с матрицы связи прототипа нижних частот, которая состоит из единичной емкости и частотно-инвариантной реактивной проводимости (B). После получения значений L и C следующим шагом является нахождение
эквивалентной схемы гребенчатой ​​линии, как показано на рис. 1, с
емкостью (Cc) и проводимостью короткого шлейфа (Yr).
Представлен вывод эквивалента гребенчатой ​​линии резонатора (L, C),
что приводит к шунтирующей емкости Cc и проводимости короткого шлейфа Yr. Для преобразования значений резонатора сосредоточенных элементов в значения параметров гребенчатой ​​линии применяется известный метод наклона параметра
реактивности. Приравнивание
1549-7747 © 2015 IEEE. Персональное использование разрешено, но для перепечатки/перераспределения требуется разрешение IEEE.
Дополнительную информацию см. на веб-сайте http://www.ieee.org/publications_standards/publications/rights/index.html.
YUCEER: РЕКОНФИГУРИРУЕМЫЙ СВЧ-ФИЛЬТР С ГРЕБЕНЧАТОЙ СТРУКТУРОЙ
85
пропуски обеих цепей прирезонансная частота помогает выразить Cc и Yr друг относительно друга. То есть
Y1(ω)|ω=ω0 = Y2(ω)|ω=ω0 = 0
⇒jω0C +
1
jω0L = jωCc +
Yr
j tan(θ) = 0.
(1)
Уравнение (2) выражает эквивалентность наклона
пропусканий на резонансной частоте как
dY1(ω)
dω

ω=ω0
= dY2(ω)
dω

ω=ω0
⇒

C +
1
ω2
0L

= Cc +
Yrℓ
ν sin2
ω0 ℓ
ν

(2)
где короткозамкнутый импеданс равен Zss(ω) = jZr tan(βl) с
θ = βl = ω(l/ν). l и ν представляют собой длину шлейфа и
скорость распространения соответственно.
Два неизвестных Cc и Yr выводятся с использованием двух
уравнений (1) и (2), как
Yr =
2C

1
ω0 tan(θ) +
ℓ
ν sin2(θ)

(3)
Cc =
2C
1 +
2θ
sin(2θ)
.
(4)
Следующий шаг — масштабирование импеданса, которое выполняется с помощью
масштабного коэффициента для каждого резонатора с учетом
номинального значения Z0 = 76 Ом в качестве опорного коаксиального
импеданса шлейфа. Масштабный коэффициент задается как
nr =

Y0
Yr
,
r = 1, . . . , N
(5)
где N обозначает количество резонаторов, а Y0 = 1/Z0.
После масштабирования параметры сети изменяются
соответственно вместе с инверторами, представляющими связи. Модели инверторов объединяются с резонаторами для завершения конфигурации схемы. Положительные и отрицательные связи моделируются как отрезки пи-образного сечения и значения емкости,
соответственно. После замены инверторов эквивалентными моделями,
комбинированные параметры сети, а также входные и выходные связи рассчитываются с использованием выводов в [8], как
Yвход(i) = Youtвыход(o) = 1 −
1
n1 cos(θ)
Ys1 = YNL =
1
n1 cos(θ)
Y1 = YN = (Y0 −Y12) + 1
n2
1
−
1
n1 cos(θ).
(6)
Схема сети со входными, выходными и межрезонаторными
связями (Yr,r+1) вместе с проводимостями шлейфа (Yr)
показана на рис. 2.
На рисунке мы имеем
Yr = Y0 −Yr−1,r −Yr,r+1 −Yr,t
для
r > 2, r < N
(7)
где Yr,t относится к проводимости, введенной посредством любой
перекрестной связи между резонатором r и t.
Рис. 2. Связанная гребенчатая сеть.
Рис. 3. Каждый узел представляет собой резонатор. (a) Линейная топология. (b) Сложенная
топология.
Индивидуальные фильтры синтезируются таким образом, что каждый из них
имеет нуль передачи по обе стороны от полосы пропускания. Результатом
ответов двух каскадных асимметричных фильтров
является более острая и узкая полоса пропускания, которую можно получить только
с фильтром очень высокого порядка (N), в противном случае. Чтобы получить
более острую юбку по обе стороны полосы пропускания, вводятся асимметричные
нули пропускания. Перекрестная связь приводит к
нулям пропускания. Метод проектирования,
введенный в [7],
применяется для предотвращения ухудшения эффекта из-за несоответствия
между фильтрами. Идея состоит в том, чтобы совместно использовать центральный резонатор,
исключая необходимость в изоляторе. Последний резонатор
первого фильтра и первый резонатор второго фильтра
объединяются и заменяются эквивалентным резонатором. Дополнительные
подробности приведены в [7].
III. ФИЗИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ И РЕЗУЛЬТАТЫ
Для проектирования каскадного фильтра в этом исследовании была выбрана линейная топология
в сложенном корпусе, чтобы обойти трудности в
процессе изготовления. Один нуль передачи введен в
фильтр из пяти резонаторов, и он показан на рис. 3 вместе с
сложенной топологией для сравнения.
В этом примере конструкции первый фильтр в каскаде имеет
нуль передачи на верхней стороне полосы пропускания. Полоса пропускания
составляет 80 МГц для полосового фильтра с центральной частотой на
2 ГГц и с обратными потерями более 20 дБ. Полоса задерживания
ниже 1900 МГц и выше 2100 МГц с вносимыми потерями 30 дБ. Нулевая точка передачи находится на частоте 2,05 ГГц, т. е. положительная
связь между вторым и четвертым резонаторами. Значения
прототипа нижних частот для частотно-инвариантных реактивностей (B) и инверторов проводимости (K) получаются
следуя синтезу [9] как:
B = [B1
B2
B3
B4
B5]
= [0,053
0,072 −0,743
0,072
0,053]
K = [Ks1 K12
K23
K34
K45
K5L
K24]
= [1,115
0,965
0,494
0,494
0,965
1,115
0,472].
86
IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS—II: EXPRESS BRIEFS, VOL. 63, NO. 1, ЯНВАРЬ 2016
Рис. 4. Фильтр гребенчатой ​​структуры с перекрестной связью. (a) Схема сети. (b) Моделируемый отклик.
Рис. 5. Фильтр гребенчатой ​​структуры с (−) перекрестной связью. (a) Схема сети. (b) Моделируемый отклик.
Следуя методу преобразования, описанному в разделе II,
эквивалентная сеть гребенчатой ​​структуры получена из прототипа фильтра нижних частот с небольшой оптимизацией, как показано на рис. 4(a), а
моделируемый отклик сети показан на рис. 4(b).
Второй фильтр в каскаде спроектирован с асимметричным нулем передачи на нижней стороне полосы пропускания. Опять же,
пятиполюсный фильтр состоит из линейных связанных резонаторов с нулем передачи на частоте 1,95 ГГц из-за одной отрицательной (емкостной) перекрестной связи между вторым и четвертым резонаторами.
Полоса пропускания составляет от 1,96 до 2,04 ГГц с обратными потерями более 20 дБ. Полоса задерживания составляет ниже 1900 МГц и выше 2100 МГц с вносимыми потерями 30 дБ. Значения прототипа фильтра нижних частот синтезированного фильтра следующие:
B = [B1 B2 B3 B4 B5]
= [−0,054 −0,073 0,762 −0,073 −0,054]
K = [Ks1 K12 K23 K34 K45 K5L K24]
= [1.115 0,965 0,482 0,482 0,965 1,115 −0,485].
Применяя преобразование нижних частот в полосовую гребенчатую, как в разделе II, получаем эквивалентную гребенчатую сеть на рис. 5(a), а смоделированный отклик показан на рис. 5(b).

Настройка перекрестно-связанной емкости дает наибольшее изменение
в общем отклике. Следовательно, фокус оптимизации - значение перекрестно-связанной емкости.
После каскадирования фильтров смоделированный отклик
показан на рис. 6. Масштабы осей предыдущих смоделированных
ответов отличаются от каскадного случая из-за того,
что обратные потери более глубокие для двух отдельных фильтров,
а количество полюсов в каскадном случае не отображается
очень четко в широком масштабе.
Для физического проектирования схемы расстояния между
резонаторами и размер резонаторов получаются с применением приближения Гетсингера [10] для значений емкости края
и использованием формул в главе 5 [8]. C/ε =
377/Z0√εr используется для расчета значений емкости между
резонаторами, что помогает получить расстояния между
резонаторами (Sr,r+1/b) в соответствии с кривой отношения емкости к диэлектрической проницаемости в [10], где Sr,r+1 — расстояние между
YUCEER: РЕКОНФИГУРИРУЕМЫЙ СВЧ-ФИЛЬТР С РЕШЕТЧАТКОЙ
87
Рис. 6. Моделируемый отклик всех каскадных фильтров.
резонаторами, а b — ширина полости. Примеры расчетов
показаны в
C01
ε
= C9L
ε
= 2,05
⇒S01
b
= S9L
b
= 0,235;
предполагая
t
b = 0,4 на кривой Гецингера.
C12
ε
=
377
1692,8 = 0,22
⇒S12
b
= 0,9
⇒C′
fe12 = 0,8
C23
ε
=
377
3240,8 = 0,12
⇒S23
b
= 1,07
⇒C′
fe23 = 0,8
.
.
.
.
.
C′
fer,r+1 получены для различных Sr,r+1/b и использованы в
формуле [8] для расчета ширины каждого резонатора, а также
ширины входных и выходных линий связи, как
wr = b −t
4
Cr
ε −2C′
fer−1,r −2C′
fer,r+1

для 1 ≤r≤N
wr = b −t
4
Cr
ε −2Cf −2C′
fer,r+1

для r=0, N +1
где N — количество резонаторов, Cf и 2C′
fer,r+1 — значения
входной/выходной и четной модовой емкостей полосы соответственно. Электрическая длина резонаторов (θ) выбрана равной
50◦ в соответствии с [11], что соответствует физической длине 20,83 мм на центральной частоте 2 ГГц. Следовательно, результаты
действительны для характеристик узкой полосы пропускания. Входные и выходные
связи и межрезонаторные связи моделируются на
коммерческом 3-D полевом симуляторе, и изготовленный продукт тестируется. Разъем SMA выбран со значениями внешнего и
внутреннего радиуса 0,32 см и 0,09 см соответственно.
Прямоугольные штыри заменяются цилиндрическими штырями
в процессе оптимизации ради точности расстояния
между резонаторами, а межрезонаторные связи и входные/выходные связи оптимизируются в соответствии с [12].
Зонд используется для емкостной связи между вторым и четвертым резонаторами второго фильтра. Длина зонда должна была быть
оптимизирована для получения полосы пропускания связи. Кроме того, положение
отвода асимметричной линии подачи должно было быть оптимизировано для получения
связи на входе или выходе, как показано в [12]. Оба типа
отводного порта (вход) и связанного порта (выход) реализованы
для испытания двух различных видов методов связи на
Рис. 7. Расчеты и компоновка САПР. (a) Входной порт. (b) Межрезонаторные связи. (c) Вся схема.
Рис. 8. Изготовленный фильтр.
Рис. 9. Измеренный и смоделированный отклик начального состояния с полосой пропускания 80 МГц.
входной и выходной порты соответственно. На рис. 7(a) и (b)
как показано ниже, показаны образцы моделей для ответвленных и межрезонаторных связей, где радиус резонаторов, ширина
полости и расстояния между резонаторами являются
параметрами, которые необходимо настроить в процессе оптимизации.
Окончательная схема цепи представлена ​​на рис. 7(c) и смоделирована
с использованием HFSS.
Изготовленный узкополосный фильтр показан на рис. 8. Радиус
настроечных винтов составляет 3 мм.
Измеренные результаты в сравнении с смоделированными откликами показаны на рис. 9–11. Как показано на рис. 9, полоса пропускания получена
88
IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS—II: EXPRESS BRIEFS, VOL. 63, NO. 1, ЯНВАРЯ 2016
Рис. 10. Измеренный и смоделированный отклик смещенной центральной частоты
влево на 1,98 ГГц с полосой пропускания 25 МГц.
Рис. 11. Измеренный и смоделированный отклик смещенной центральной частоты
вправо на 2,03 ГГц с полосой пропускания 20 МГц.
как 80 МГц, между 1,96 и 2,04 ГГц. Хотя количество
полученных полюсов равно семи, измеренный отклик
хорошо совпадает с кривой моделирования на рис. 6, за исключением разницы в 2–3 дБ на краях нулей передачи.
На рис. 10 значения емкости первого фильтра в каскаде
(квази-низкочастотного) увеличиваются, т. е. настроечные винты затягиваются
сверху каждого резонатора первого фильтра и общего резонатора, так что общий отклик каскадного фильтра смещается
влево по шкале частот, а полоса пропускания становится
уже. Получается полоса пропускания 25 МГц с центральной частотой 1,98 ГГц. В этом кратком изложении нет никаких расчетовкорреляция числа полюсов или полосы пропускания, полученная
при моделировании и измерениях с состоянием настроечных
винтов, т. е. значениями емкости гребенчатой ​​линии.
Дальнейшее исследование должно быть проведено для сопоставления данных состояний с
общим числом полюсов и полосой пропускания.
На рис. 11 значения емкости второго фильтра (квази-
высоких частот) в каскаде уменьшены, т. е. настроечные винты
ослаблены сверху каждого из резонаторов второго фильтра вместе
с общим резонатором, так что общий отклик каскадного
фильтра смещен вправо по шкале частот. Получается полоса пропускания 20 МГц с центральной частотой 2,03 ГГц. Расхождение между смоделированными и измеренными ответами обусловлено производственными допусками
зондов и длинами резонаторов для перекрестных связей, а также
приближением, используемым для создания эквивалентных цилиндрических
штекеров для соответствия цилиндрическим торцевым крышкам, хотя кривые Гетсингера,
используемые в этом исследовании, основаны на прямоугольных штеккерах.
IV. ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Очень важно иметь высокоселективные (острые юбки) и
настраиваемые ВЧ/СВЧ-фильтры для повышения эффективности использования спектра и гибкости для изменяющихся требований к полосе пропускания.
Была реализована новая конструкция для получения узкополосного и гибкого полосового фильтра,
реализованного с помощью
топологии гребенчатой ​​структуры. Демонстрируется преобразование резонатора в
эквивалент гребенчатой ​​структуры. Настраиваемая полоса пропускания
и центральная частота служат иллюстрацией потенциальной
мощности механизма настройки. Узкополосный отклик
получается с ограниченным числом резонаторов, который может быть получен только
в противном случае, используя неосуществимо фильтр высокого порядка.
Высокодобротный (> 200) отклик достижим в диапазоне микроволн с использованием этой техники. Что касается недостатков, то нет
хорошо установленной формулы или методологии для измерения или
расчета качества фазового согласования и для связи шагов настройки значений емкости с размером полосы пропускания и
сдвигом центральной
частоты, т. е. для прогнозирования количества полюсов для
каждого
случая во время реконфигурации. Чтобы получить более высокую селективность
и лучшую паразитную производительность, введение большего количества нулей передачи в фильтр может быть исследовано за счет
большей сложности в изготовлении. ССЫЛКИ
[1] А. Э. Атиа и А. Э. Уильямс, «Новые типы волноводных полосовых фильтров для спутниковых транспондеров», Comsat Tech. Rev., т. 1, № 1, стр. 21–43,
декабрь 1971 г.
[2] А. Э. Атиа, А. Э. Уильямс и Р. В. Ньюкомб, «Узкополосные волноводные фильтры», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 20, № 4,
стр. 258–265, апрель 1972 г.
[3] К. Кудсиа, Р. Кэмерон и В. Тан, «Инновации в микроволновых фильтрах и сетях мультиплексирования для спутниковых систем связи», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 40, № 4,
стр. 6, стр. 1133–1149, июнь 1992 г.
[4] Р. Дж. Кэмерон, «Усовершенствованные методы синтеза матриц связи для СВЧ-фильтров», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 51, № 1, стр. 1–10, январь 2003 г.
[5] В. М. Фатхелбаб и М. Б. Стир, «Реконфигурируемый полосовой фильтр для многофункциональных систем ВЧ/СВЧ», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 53, № 3, стр. 1111–1116, март 2005 г.
[6] Б. Яссини, М. Ю и Б. Китс, «Полностью перестраиваемый резонаторный фильтр Ka-диапазона», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 60, № 12, стр. 4002–4012,
декабрь 2012 г.
[7] M. Yuceer и I. C. Hunter, «Новый метод проектирования высокоселективных
и настраиваемых полосовых фильтров СВЧ», в Proc. Eur. Microw., Нюрнберг,
Германия, 6–10 октября 2013 г., стр. 1219–1222.
[8] I. C. Hunter, Theory and Design of Microwave Filters.
Лондон, Великобритания:
IET, 2001 г., стр. 182–194.
[9] G. Macchiarella, «Точный синтез встроенных прототипных фильтров с использованием
каскадных триплетных и квадруплетных секций», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 50, № 7, стр. 1779–1783, июль 2002 г.
[10] W. J. Getsinger, «Связанные прямоугольные стержни между параллельными пластинами», IRE Trans. Microw. Theory Tech., т. 10, № 1, стр. 65–72, январь 1962 г.
[11] I. C. Hunter и J. D. Rhodes, «Электронно-перестраиваемые полосовые фильтры СВЧ», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 30, № 9, стр. 1354–1360, сентябрь 1982 г.
[12] M. Hagensen. (2010, апрель, «Узкополосный СВЧ-фильтр
разработка
по
средством
синтеза
матрицы
связей»,
Microw.
J.
[Онлайн].
Доступно: http://www.microwavejournal.com/articles/9339-narrowband-
microwave-bandpass-filter-design-by-coupling-matrix-synthesis
[13] [Онлайн].
Доступно:
http://www.wenteq.com/Ferrite-pdfs/F2088.pdf,
http://www.wenteq.com/Ferrite-pdfs/F3038.pdf