Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:статьи / Tunable Combline Filter With Continuous Control of Center Frequency and Bandwidth
.txt IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, NO. 1, ЯНВАРЬ 2005
191
Настраиваемый гребенчатый фильтр с непрерывным управлением
центральной частоты и полосы пропускания
Мануэль Санчес-Ренедо, Роберто Гомес-Гарсия, студент-член IEEE, Хосе И. Алонсо, член IEEE, и
Сесар Брисо-Родригес
Аннотация — В этой статье представлена новая структура гребенчатого фильтра с непрерывной
настройкой как центральной частоты, так и полосы пропускания. Настраиваемость полосы пропускания достигается
путем размещения переменных редукторов связи между резонаторами фильтра. Редукторы связи, работающие как подсети управления полосой пропускания, спроектированы как расстроенные резонаторы, состоящие из отрезка линии, заканчивающегося переменным конденсатором. Предложенная структура фильтра экспериментально подтверждена с помощью проектирования, строительства в технологии подвешенных полосковых линий и характеристики недорогого прототипа фильтра для наземных цифровых
вещательных приемников, работающих в диапазоне УВЧ (470–862 МГц). Также обсуждаются другие
соответствующие факторы, такие как интермодуляционные искажения, создаваемые
варикапами, используемыми для электронного управления полосой пропускания, или
характеристики мощности сконструированного фильтра. Реконфигурируемый модуль фильтра, описанный в этой статье,
очень подходит для проектирования гибких многофункциональных
подсистем приемника, одновременно поддерживающих сигналы с другой
полосой пропускания. Ключевые слова — настраиваемая полоса пропускания, гребенчатые фильтры, подвешенная
полосковая линия, система наземного цифрового видеовещания (DVB-T),
настраиваемые фильтры, диапазон УВЧ, варакторы.
I. ВВЕДЕНИЕ
ПОСЛЕДНИЕ достижения в области современных сверхширокополосных радиолокационных и
беспроводных коммуникационных приложений требуют высокопроизводительных и
перестраиваемых подсистем ВЧ [1], [2]. Эти
тенденции предъявляют строгие требования к пассивным и активным
фильтрам, направленным на эти приложения [3], [4]. В частности,
разработка эффективных методов настройки как центральной
частоты, так и полосы пропускания отклика фильтра должна быть
одной из основных целей.
Микроволновая электроника с настраиваемой полосой пропускания особенно
полезна для проектирования высокочастотных многофункциональных приемников, поддерживающих несколько информационных сигналов с различными
частотными диапазонами и характеристиками уровня мощности одновременно. Здесь наличие реконфигурируемых полосовых фильтров,
способных адаптировать ширину полосы пропускания, имеет важное значение для устранения
Рукопись получена 21 апреля 2004 г.; пересмотрена 18 июня 2004 г. Эта работа была
частично поддержана Национальным советом по научным и технологическим исследованиям
в рамках проекта TIC2002-04569-C02-01 и проекта TIC2002-02657,
испанской компанией IKUSI-Ángel Islesias, S.A. в рамках проекта P020935549 и
испанским Министерством образования и культуры в рамках докторской стипендии. М. Санчес-Ренедо, Р. Гомес-Гарсия и Х. И. Алонсо работают в Grupo de Microondas y Radar, Departamento de Señales, Sistemas y Radiocomunicaciones, Мадридский политический университет, 28040 Мадрид, Испания (электронная почта: msrenedo@gmr.ssr.upm.es; r.ssr.upm.es; ignacio@gmr.ssr.upm.es).
C. Briso-Rodriguez работает в Департаменте инженерии аудиовизуальных и коммуникационных технологий, Мадридский политехнический университет, 28040 Мадрид, Испания
(e-mail: cbriso@diac.upm.es).
Цифровой идентификатор объекта 10.1109/TMTT.2004.839309
внеполосные шумы и помехи спектральных компонентов и сохраняют динамический диапазон при любых условиях приема сигнала,
также предлагая значительные преимущества по размеру и гибкости по сравнению с традиционными альтернативами банка фильтров.
В области бытовой электроники фильтры с настраиваемой полосой пропускания
имеют потенциальное применение при приеме сигналов наземного телевидения. В Европе был установлен переходный период,
в основном мотивированный политическими проблемами каждой страны, в течение
которого как аналоговые, так и цифровые телевизионные (ТВ) сигналы,
расположенные в диапазонах UHF–VHF, должны делить одну и ту же часть
спектра вещания (наземное цифровое видеовещание
(DVB-T) [5]). Как следствие, разработка передовых
и недорогих подсистем приемников, предлагающих двойную работу для
аналоговых и цифровых наземных телевизионных каналов, пользуется большим спросом.
Проектирование полосовых фильтров с настраиваемой центральной частотой было задачей, широко решаемой в течение
последних двух десятилетий [6], [7]. Настраиваемость центральной частоты,
сохраняющая общую форму отклика фильтра, легко
достигается путем изменения эффективных электрических длин
резонаторов фильтра. Таким образом, было
предложено несколько структур фильтров, использующих элементы переменного реактивного сопротивления для настройки центральной
частоты. Использование полупроводниковых варакторов в качестве переменных конденсаторов было наиболее популярным выбором для управления центральной частотой непрерывным образом [8]–[11]. С другой стороны,
настройка центральной частоты дискретными шагами в основном
выполнялась с использованием p-i-n диодов. В последнее время конденсаторы микроэлектромеханических систем (MEMS) стали
важными для обработки сигналов высокой мощности [12], [13].
В отличие от настройки центральной частоты, небольшая
попытка была предпринята впроектирование структур фильтров, демонстрирующих настраиваемую ширину полосы пропускания. Причина заключается в отсутствии адекватных методов
для изменения межрезонаторных связей по желанию, необходимой цели
для управления полосой пропускания. Таким образом, решения,
предложенные в прошлом, в основном были сосредоточены на обеспечении дискретной настройки полосы пропускания по фиксированной центральной частоте [14], [15].
В данной статье представлена новая конфигурация гребенчатого фильтра с непрерывной настройкой как для центральной частоты, так и полосы пропускания. Настройка полосы пропускания осуществляется с помощью
метода управления связями фильтра, основанного на
вставке редукторов переменной связи между гребенчатыми
резонаторами. Для того чтобы продемонстрировать практическую жизнеспособность
предлагаемой структуры фильтра,
разработан, построен и охарактеризован экспериментальный прототип. Это очень
экономически эффективный реконфигурируемый модуль фильтра, направленный на массовое
производство приемников DVB-T, одновременно обрабатывающих аналоговые
и цифровые наземные каналы телевидения, расположенные в диапазоне УВЧ
(470–862 МГц).
0018-9480/$20.00 © 2005 IEEE
192
IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, NO. 1, ЯНВАРЬ 2005
Рис.
1.
Классический
фильтр
гребенчатой
схемы
второго
порядка.
(a)
Топология.
(b) Эквивалентная
схема.
Эта статья организована следующим образом. Основы
предлагаемого метода настройки полосы пропускания объясняются в Разделе II.
Также описаны аспекты реализации управления полосой пропускания в фильтрах гребенчатой
схемы. В разделе III разработан и построен конкретный прототип фильтра третьего порядка с использованием технологии подвешенных полосковых линий. Фильтр, демонстрирующий настраиваемость центральной частоты и полосы пропускания в диапазоне 470–862 МГц, состоит из трех резонаторов и двух редукторов с переменной связью. Результаты моделирования и измерений построенного фильтра приведены в разделе IV. Сюда входит характеристика возможностей фильтра по мощности и интермодуляционных искажений, создаваемых варакторными полупроводниками, используемыми для электронного управления полосой пропускания. Наконец, наиболее важные выводы этой работы изложены в разделе V. II. МЕТОД НАСТРОЙКИ ПОЛОСА ПРОПУСКАНИЯ В ФИЛЬТРАХ С ГРЕБЕНЧАТОЙ СТРУКТУРОЙ
A. Основы метода настройки полосы пропускания
Топология классического фильтра с гребенчатой структурой второго порядка
приведена на рис. 1. Также представлена эквивалентная схема фильтра. Как показано, фильтр состоит из двух идентичных
сегментов линии передачи, закороченных на землю на одном конце
и
оконченных сосредоточенным конденсатором на противоположном конце.
Набор
линейных конденсаторов соответствует резонатору фильтра,
моделируемому как параллельное соединение соответствующего конденсатора и
эквивалентной распределенной индуктивности сегмента линии передачи. Связь между линиями резонатора является просто
индуктивной и аппроксимируется как последовательная распределенная индуктивность,
соединяющая резонаторы. Распределенная индуктивность относится к
линии передачи, укороченной на одном конце, демонстрирующей
эквивалентную проводимость
, где
— характеристическая проводимость, а
— электрическая длина линии.
Центральная частота синтезированного отклика полосы пропускания в
этой структуре фильтра в основном определяется характеристиками
резонаторов фильтра, хотя и слегка зависит от существующих
связей. Напротив, ширина полосы пропускания фильтра в основном определяется
распределенными индуктивностями, моделирующими
межрезонаторные связи, так что при создании более сильных связей создаются более широкие полосы пропускания.
Фильтр гребенчатой структуры был подробно проанализирован в
прошлом. Таким образом, были предложены различные теоретические формулы как для центральной
частоты, так и для относительной полосы пропускания синтезированного отклика
в зависимости от параметров фильтра [6].
Кроме того, были разработаны систематические методы проектирования гребенчатых фильтров
с возможностью настройки центральной частоты с помощью элементов переменного реактивного сопротивления
в резонаторах фильтров [7].
Наиболее используемый подход был предложен Хантером и Роудсом
[6]. Здесь приведено следующее выражение об электрической длине,
которая должна быть выбрана в линиях резонатора для получения желаемой центральной частоты:
(1)
где
— центральная частота,
— электрическая длина линий резонатора при
,
— характеристическая проводимость
линий,
— значение емкости сосредоточенных конденсаторов,
— характеристическая проводимость распределенной
индуктивности, моделирующей связь между резонаторами (рис. 1). Одновременно предлагается следующее уравнение для относительной
полосы пропускания:
(2)
где
— постоянный множитель, зависящий от геометрии
резонатора и типа синтезируемого
отклика фильтра (например, Баттерворта или Чебышева с определенной
горизонтальной
волнистостью). Как можно
доказать, полоса пропускания максимизируется для
(
).
Здесь представлен метод настройки полосы пропускания в
конфигурации гребенчатого
фильтра [16]. Основная идея заключается в
генерации
переменных эквивалентных связей между резонаторами фильтра с помощью
подсетей управления полосой пропускания.
Предлагаемая подсеть управления полосой пропускания, соединяющая
rЭзонаторы полосового фильтра второго порядка представлены на
рис. 2. Как видно, подсеть управления полосой пропускания состоит
из распределенных индукторов с характерными проводимостями
и
и переменной проводимостью
, ключевым элементом
по отношению к настраиваемости полосы пропускания.
Принцип работы, используемый в предлагаемой технике настройки полосы пропускания, анализируется путем рассмотрения двух следующих
состояний для переменной проводимости
.
• Состояние
.
В этом случае переменная проводимость
соответствует
разомкнутой цепи, что приводит к подсети управления полосой пропускания в эквивалентном распределенном индукторе
, как показано на рис. 3(a).
Тогда весь фильтр соответствует обычной
полосовой сети второго порядка, представленной на рис. 1(b).
САНЧЕС-РЕНЕДО и др.: НАСТРАИВАЕМЫЙ ГРЕБЕНЧАТЫЙ ФИЛЬТР С НЕПРЕРЫВНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ ЦЕНТРАЛЬНОЙ ЧАСТОТОЙ И ПОЛОСОЙ ПРОПУСКАНИЯ
193
Рис. 2.
Структура полосового фильтра второго порядка с подсетью управления полосой пропускания
Рис. 3.
Эквивалентные схемы предлагаемой подсети управления полосой пропускания.
(a) Состояние Y
! 0 (разомкнутая цепь). (b) Состояние Y
! 1 (короткое замыкание).
Таким образом, центральная частота и характеристики полосы пропускания результирующего отклика фильтра получаются из (1)
и (2) путем конкретизации
.
• Состояние
.
Для этого состояния переменная проводимость
является короткой
цепью, соответствующей подсети управления полосой пропускания
индуктивной
сети, показанной на рис. 3(b).
Поглощая распределенные индукторы
в резонаторы
фильтра, вся схема снова становится типичной схемой фильтра второго
порядка. Характерная проводимость
результирующего межрезонаторного индуктора равна
.
Поскольку тогда выполняется следующее:
(3)
производится уменьшение ширины полосы пропускания по отношению к предыдущему состоянию. Кроме того, также ожидается изменение
центральной частоты из-за модификации
резонаторных индукторов.
Чтобы получить желаемую центральную частоту
в состоянии, электрическая длина линий резонатора
выбирается так, чтобы
(4)
Когда состояние
настраивается, новая центральная частота
выводится из решения следующего неявного уравнения:
(5)
Учитывая, что
,
вышеприведенное уравнение можно переписать как
(6)
где
— отклонение центральной частоты. В общем, условие
выполняется. Используя
тригонометрическое разложение
и пренебрегая членами второго порядка в
, (6) затем
приводит
к
(7)
Таким образом, как решение
(8)
Последнее выражение представляет собой приближенное
отклонение центральной частоты, полученное при настройке
пропускания
между состояниями
разомкнутого
и
короткого
замыкания. Фактически, это неизбежное явление, поскольку
изменение связи между резонаторами
обязательно подразумевает изменение значения центральной частоты,
для которого выполняется (1), т. е. смещение собственных
частот резонаторов,
составляющих эквивалентную
фильтрующую сеть. Тем не менее, вышеупомянутый эффект
можно исправить, используя переменные конденсаторы в резонаторах
фильтра для перенастройки центральной частоты. В частности, если
конденсаторы фильтра изменяются от
до
между
обоими состояниями так, что
(9)
194
IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, NO. 1, ЯНВАРЬ 2005
Рис. 4.
Фильтр гребенчатой структуры второго порядка с непрерывной настройкой по центральной частоте и полосе пропускания. (a) Принципиальная схема. (b) Диаграмма резонирующего и нерезонирующего узлов. : узел, резонирующий на настроенной центральной частоте
(резонатор фильтра). : узел, не резонирующий на настроенной центральной частоте (редуктор связи). Сплошные линии представляют взаимодействия между узлами.
тогда из предыдущих уравнений
получается. Кроме того, используя (2), получаем следующее уравнение, которое должно быть удовлетворено
между относительными значениями полосы пропускания,
соответствующими
состояниям
и
получено:
(10)
Благодаря разработанному анализу была продемонстрирована настраиваемость
ширины полосы пропускания фильтра с помощью
предложенной подсети управления полосой пропускания. Кроме того, если
выбрано, чтобы
контрольная
пропускная ... Переменные
конденсаторы также включены в гребенчатые резонаторы для регулировки отклонения центральной частоты, создаваемого настройкой полосы пропускания.
Как следует из вывода, предлагаемая подсеть настройки полосы пропускания
концептуально эквивалентна показанной на рис. 2. Связи
между резонаторами фильтра и редуктором переменной связи
соответствуют распределенным индукторам
, а прямая связь между резонаторами гребенчатого типа
. Переменная проводимость
моделируется с помощью редуктора связи,
состоящего из сегмента линии передачи и переменного конденсатора, т. е.,
(11)
Возможность управления полосой пропускания определяется
диапазоном изменения реактивного сопротивления редуктора связиконденсатор cer.
Чем больше емкость,
тем выше проводимость,
и, таким образом, достигается минимальное состояние полосы пропускания,
за счет создания наименьшей эффективной связи между резонаторами
фильтра.
Фактически, ключевым вопросом в разработке подсети управления полосой пропускания является реализация редуктора переменной связи как
расстроенного резонатора, не резонирующего на настроенной центральной частоте
(рис. 4). Таким образом, достигается управление полосой пропускания без искажения
отклика фильтра. Требование достигается путем удовлетворения
следующего уравнения:
(12)
где
— резонансная частота редуктора связи
для минимального значения переменного конденсатора,
а
— настроенная центральная частота. Это условие выполняется путем использования
линии передачи редуктора связи с более низкими и более высокими значениями,
соответственно, для характеристической проводимости
и электрической длины,
чем выбранные для линий резонатора гребенчатого типа.
III. КОНСТРУКЦИЯ ПРОТОТИПА НАСТРАИВАЕМОГО ФИЛЬТРА
Для экспериментальной проверки ранее полученных теоретических результатов был разработан и построен конкретный прототип фильтра, демонстрирующий непрерывную настраиваемость как по центральной частоте, так и по полосе пропускания. Полученные результаты будут представлены здесь.
Фиксированные начальные характеристики, которые должны быть удовлетворены для характеристик настройки центральной частоты и полосы пропускания, описаны
следующим образом.
• Диапазон настройки центральной частоты (
): (470
862) МГц (диапазон УВЧ).
• Диапазон настройки полосы пропускания 3 дБ (
: (5
15) МГц.
Другие важные требования, которым должен соответствовать разработанный прототип фильтра во всем диапазоне настройки, — это обратные потери лучше, чем
10 дБ в пределах полосы пропускания и высокая внеполосная селективность.
Настраиваемый фильтр был разработан с помощью следующих шагов.
Шаг 1)
Применение методики, описанной в [7], для разработки начального идеального фильтра, демонстрирующего только настраиваемость центральной частоты.
Шаг 2)
Введение редукторов переменной связи для достижения настраиваемости полосы пропускания.
Шаг 3)
Выбор используемой технологии.
Шаг 4)
Учет паразитных эффектов, таких как добротность переменных реактивных элементов или резистивное поведение соединения резонатора с землей.
Шаг 5)
Оптимизация
с использованием
коммерческих
симуляторов.
САНЧЕС-РЕНЕДО и др.: НАСТРАИВАЕМЫЙ ГРЕБЕНЧАТЫЙ ФИЛЬТР С НЕПРЕРЫВНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ ЦЕНТРАЛЬНОЙ ЧАСТОТОЙ И ПОЛОСОЙ ПРОПУСКАНИЯ
195
Рис. 5.
Схема сконструированного прототипа настраиваемого фильтра.
ТАБЛИЦА I
ФИЗИЧЕСКИЕ РАЗМЕРЫ ФИЛЬТРА
Технология подвешенной полосковой линии была выбрана для
проектирования и строительства прототипа настраиваемого фильтра [17], [18].
В частности, тефлоновая подложка подвешенной полосковой линии с очень
низкой диэлектрической постоянной используется для снижения потерь передачи
фильтра в результате получения сегментов линии с низкими потерями, составляющих резонаторы фильтра. Основными параметрами выбранной полосковой подложки, поддерживающей проводник, являются
относительная диэлектрическая проницаемость
, толщина диэлектрика
м и толщина металла
м. Расстояние от заземляющей плоскости полосковой линии составляет 25 мм.
Схема сконструированного прототипа настраиваемого фильтра
показана на рис. 5. Размеры приведены в таблице I. Фактически,
чтобы предотвратить эффект уменьшения результирующего диапазона настройки в результате небольших изменений диэлектрической проницаемости подложки от смоделированного значения, фильтр
был
разработан для покрытия настраиваемой полосы центральной частоты,
немного
выше, чем указанная. Как было отмечено, структура фильтра
в основном состоит из конфигурации гребенчатой линии третьего порядка,
модифицированной двумя редукторами переменной связи,
расположенными между соседними резонаторами фильтра и работающими как
подсети управления полосой пропускания. Таким образом, ширина полосы пропускания фильтра
регулируется непрерывно путем изменения значения емкости
переменных конденсаторов в обоих редукторах связи.
Одновременно, настраиваемость центральной частоты достигается
с помощью соответствующих элементов переменного реактивного сопротивления,
подключенных к концу трех резонаторных линий. Длины
этих линий были выбраны так, чтобы быть достаточно меньше, чем
четверть длины волны в диапазоне настройки центральной частоты,
как для увеличения ширины полос заграждения, так и
Рис. 6.
Сконструированный прототип настраиваемого фильтра.
уменьшения физических размеров прототипа фильтра. Была выбрана схема связанных линий, работающая как сеть инвертора импеданса
как для входа, так и для выхода фильтра.
Фотография сконструированного прототипа настраиваемого фильтра представлена на рис. 6. Как показано, общая схема фильтра
была встроена в латунный ящик. Размеры ящика
составляют 50
65
25 мм. Высокомеханические переменные конденсаторы
с диапазоном изменения емкости 1–20 пФ (модель 5502,
серия 5500, Johanson Manufacturing Corporation, Бунтон,
Нью-Джерси) использовались в резонаторах фильтра для настройки
центральной частоты. Умеренные варакторные элементы,
обеспечивающие изменение емкости 7–40 пФ для напряжения смещения 20–0 В
(модель ZC833B, серия 830, Zetex Semiconductors), используютсяв
соединительных редукторах для электронного управления полосой пропускания.
Кроме того, постоянные конденсаторы емкостью 10 пФ последовательно подключены к
элементам варакторов для выполнения настройки полосы пропускания в
указанном диапазоне.
IV. ХАРАКТЕРИСТИКА ПРОТОТИПА НАСТРАИВАЕМОГО ФИЛЬТРА
Сконструированный прототип настраиваемого фильтра в технологии подвешенной
полосковой линии полностью охарактеризован здесь. Это включает в себя измерение не только характеристик настройки центральной частоты и полосы пропускания, но также интермодуляционных
искажений и возможностей фильтра по мощности.
Измерения были получены с использованием
анализатора цепей HP-8510C.
A. Мгновенная настраиваемость полосы пропускания
Настраиваемость полосы пропускания сконструированного прототипа фильтра
показана на рис. 7 для нижней части предполагаемого диапазона настройки центральной частоты. Приведены моделированные и измеренные потери передачи и возврата настраиваемого фильтра для различных значений напряжения смещения варакторов редуктора связи.
Переменные конденсаторы резонаторов фильтра, изначально настроенные
для настройки центральной частоты 470 МГц в состоянии максимальной полосы пропускания,
не изменяются.
Как и ожидалось из результатов, приведенных в Разделе II, небольшое изменение центральной частоты возникает при настройке состояния с более низкой полосой пропускания. Кроме того, потери передачи в пределах
196
IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, NO. 1, ЯНВАРЬ 2005
Рис. 7.
Мгновенная характеристика настройки полосы пропускания прототипа фильтра для
различных значений напряжения смещения варактора (V
= 0; 4; и 8 В). Детали полосы пропускания. (a) Измеренные и смоделированные потери передачи фильтра. (b) Измеренные и смоделированные потери возврата фильтра.
полоса пропускания становится более значительной с уменьшением
полосы пропускания, а потери возврата становятся выше. Эти эффекты
являются результатом увеличения рассогласования и могут быть
устранены путем введения двух дополнительных входных/выходных переменных соединительных редукторов для повторного согласования фильтра. Это делается за счет увеличения размеров конечной схемы и
усложнения процесса настройки фильтра. С другой стороны,
небольшое отклонение, проявляемое центральной частотой при уменьшении
полосы пропускания, легко преодолевается путем повторной настройки
переменных конденсаторов резонаторов фильтра для повторной настройки схемы.
Характеристики настройки полосы пропускания показаны для более широкого диапазона частот на рис. 8. Главное, на что следует обратить внимание, — это наличие двух резонансных пиков за пределами полосы пропускания фильтра. Эти пики как раз вызваны подсетями управления полосой пропускания настраиваемого фильтра и, таким образом, расположены на резонансных частотах редукторов с переменной связью. Как было замечено, резонансные пики появляются ближе к полосе пропускания фильтра, когда настраивается более низкая полоса пропускания. Фактически, спектральное разделение между полосой пропускания фильтра и резонансными пиками увеличивается, когда в редукторах с переменной связью используются сегменты линии передачи с более узкой физической шириной. Это
прямое следствие (12), где показано, что резонансная
частота расстроенного резонатора, соответствующего подсети управления полосой пропускания, уменьшается, когда выбирается меньшее значение для
характеристической проводимости линии редуктора связи
Рис. 8.
Мгновенная характеристика настройки полосы пропускания прототипа фильтра для
различных значений напряжения смещения варактора (V
= 0; 4; и 8 В). Широкополосный
отклик.
Рис. 9.
Влияние добротности варакторов редуктора связи на
отклик фильтра. Моделирование. (a) Пики резонанса. (b) Полоса пропускания фильтра.
выбрано. С практической точки зрения, единственный недостаток
использования сегментов линии с высоким импедансом для реализации
редукторов связи заключается в размере конечной схемы: расстояние между
резонаторами фильтра и
редукторами связи должно быть
немного увеличено для достижения заданного диапазона настраиваемой полосы пропускания с использованием определенного элемента варактора. Влияние на отклик фильтра
добротности элементов варактора,
входящих в состав
редукторов связи, также анализируется на рис. 9. Как доказано, при выборе более низкого
значения резонансные пики с меньшими уровнями мощности
производятся без искажения полосы пропускания фильтра. Таким образом,
использование элементов с высоким
варикапом не очень целесообразно. Это
расхождение в отношении элементов переменного реактивного сопротивления
резонаторов фильтра, где требуются
высокоемкие
конденсаторы для
минимизации потерь передачи в полосе пропускания фильтра.
Измеренные и смоделированные кривые изменения, представляющие
минимальную и максимальную 3-дБ полосу пропускания прототипа фильтра в зависимости от настроенной центральной частоты, подробно
представлены на рис. 10. Измеренные кривые были получены путем интерполяции с шагом центральной частоты 20 МГц. Максимальная полоса-
САНЧЕС-РЕНЕДО и др.: НАСТРАИВАЕМЫЙ ГРЕБЕНЧАТЫЙ ФИЛЬТР С НЕПРЕРЫВНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ ЦЕНТРАЛЬНОЙ ЧАСТОТОЙ И ПОЛОСОЙ ПРОПУСКАНИЯ
197
Рис. 10.
Измеренные и смоделированные кривые изменения, представляющие минимальную
и максимальную 3-дБ полосу пропускания в зависимости от настроенной центральной частотычастота r.
состояние ширины соответствует напряжению смещения варикапа 0 В, а
минимум - 20 В. Как доказано, более высокие значения для обоих состояний ширины полосы пропускания достигаются при увеличении настроенной центральной частоты, даже если возможность настройки ширины полосы пропускания
уменьшается.
Следует подчеркнуть сильную устойчивость предлагаемого метода настройки полосы пропускания к нежелательным отклонениям, возникающим при электронном
управлении полупроводниками варикапов по отношению к идеальным
значениям емкости. Обратите внимание, что это отличается
от обычных фильтров гребенчатой
настройки варикапов центральной частоты, в которых элементы варикапа непосредственно включены в
резонаторы фильтра, и, следовательно, небольшие изменения в значениях их емкости могут привести к незначительным сдвигам частоты
полосы пропускания фильтра.
B. Настраиваемость центральной частоты
Измеренная настраиваемость центральной частоты построенного
прототипа фильтра показана на рис. 11. Результаты моделирования
также детализированы. Изображенные кривые были получены путем воздействия
на механические переменные конденсаторы резонаторов фильтра,
в то время как переменные редукторы связи остаются в устойчивом состоянии.
Измеренный отклик фильтра показал 70% настраиваемого диапазона центральной частоты примерно от 420 до 870 МГц. Как
показано, при настройке более низкой центральной частоты потери при передаче в полосе пропускания увеличиваются, а полоса пропускания
немного уменьшается. Первое обусловлено эффектом уменьшения, экспериментально
измеренным
фактором качества резонаторов фильтра, поскольку электрическая длина
линий становится короче. На второй влияет ограниченный рабочий диапазон входных и выходных связанных линейных секций, работающих как согласующие сети. Логично, что резонансные
пики, создаваемые редукторами связи, неизменны, поскольку
варикапы управления полосой пропускания не изменяются.
Кривые изменения потерь передачи в зависимости от
настроенной центральной частоты подробно представлены на рис. 12. Были рассмотрены максимальные
и минимальные состояния полосы пропускания, представленные на рис. 10. Как было замечено, потери передачи увеличиваются, когда
настраиваются более низкие значения как для центральной частоты, так и для полосы пропускания.
Рис. 11.
Мгновенная характеристика настройки центральной частоты прототипа фильтра (f
=
450; 550; 650; 750; и 850 МГц). (a) Измеренные и
моделированные потери передачи фильтра. (b) Измеренные и
моделированные обратные
потери фильтра.
Рис. 12.
Измеренные и смоделированные кривые изменения потерь передачи в зависимости от настроенной центральной частоты.
C. Интермодуляционные искажения и
характеристики управления мощностью
Влияние варакторов, используемых для электронного управления полосой пропускания, на интермодуляционные искажения и мощность-
198
IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, NO. 1, ЯНВАРЬ 2005
Рис. 13.
Выходной сигнал основной частоты к продукту смешения третьего порядка
отношение мощности варактора как функция напряжения смещения варактора (f
= 650 МГц).
Интермодуляционные искажения.
Рис. 14.
Влияние уровня мощности входного сигнала на характеристику фильтра.
Эффект самосмещения варакторов редуктора связи. (a) Резонансные пики.
(b) Детали полосы пропускания.
возможности обработки построенного перестраиваемого фильтра рассматриваются ниже.
Измеренные и смоделированные кривые, представляющие выходной сигнал основной частоты к двухтональному продукту интермодуляции третьего порядка отношение мощности (
) как функции
напряжения смещения варакторов, показаны на рис. 13 для различных уровней входного
сигнала. Продукт смешения третьего порядка был сгенерирован с использованием двух тонов на расстоянии 500 кГц друг от друга в пределах полосы пропускания. Уровни мощности тонов контролируются, чтобы сделать их
равными, а их частоты выбираются так, чтобы продукт интермодуляции третьего порядка
находился на настроенной центральной частоте
(650 МГц). Как показано, для постоянной мощности входного сигнала,
меньшее значение для отношения
получается, когда более высокое
напряжение смещает варакторы. Как следствие, наихудший случай
для характеристик интермодуляционных искажений
вытекает из состояния минимальной полосы пропускания (
V). В этой ситуации измеренная точка интермодуляции третьего порядка на входе составляет 32,8 дБм.
Характеристики мощности прототипа фильтра проанализированы на рис. 14. Представлен измеренный отклик фильтра для различных значений уровня мощности входного сигнала. Выбранная центральная частота составляет 650 МГц, а состояние полосы пропускания, зафиксированное на минимуме, было настроено. Как было отмечено, небольшое уменьшение полосы пропускания происходит, когда более высокая мощность входного сигнала вводится в фильтр. Это происходит из-за эффекта самосмещения
варакторных полупроводников, с помощью которого состояние полосы пропускания изменяется посредством инкрементного напряжения, генерируемого на
варакторах мощным входным сигналом.
Наконец, шумовые характеристики фильтра также измерялись
для нескольких условий смещения элементов варактора. Полученное значение для показателя шума практически совпало с соответствующими потерями при передаче во всех случаях. Таким образом, с точки зрения шума фильтр ведет себя как пассивное устройство. НикогдаТем не менее, это логичный результат, поскольку элементы варакторов
воплощены в переменных редукторах связи, резонирующих на частотах, расположенных далеко от полосы пропускания фильтра.
V. ВЫВОДЫ
В этой статье представлен усовершенствованный реконфигурируемый гребенчатый фильтр, демонстрирующий непрерывную настраиваемость по центральной частоте и полосе пропускания одновременно. Настраиваемость полосы пропускания
была достигнута путем размещения переменных редукторов связи между соседними резонаторами фильтра. Редукторы связи
были реализованы как расстроенные резонаторы с использованием
высокоомного линейного сегмента, нагруженного на переменную емкость. Таким образом, коэффициент настройки ширины полосы пропускания в основном
определяется диапазоном изменения реактивного сопротивления конденсаторов
редуктора связи. Наконец, чтобы продемонстрировать жизнеспособность предлагаемого
перестраиваемого фильтра, экспериментальный прототип фильтра третьего порядка
был
сконструирован в технологии подвешенной полосковой линии в
диапазоне УВЧ (470–862 МГц), а затем полностью охарактеризован.
Спроектированный фильтр особенно полезен при разработке гибких подсистем приемника DVB-T, предлагающих двойную работу
как для аналоговых, так и для цифровых телевизионных каналов. Варакторные полупроводники
были использованы в редукторах связи для электронного управления полосой пропускания
фильтра. Полученное
соответствие между измерениями и моделированием было очень близким. БЛАГОДАРНОСТЬ
Авторы благодарят J. Mellado и J. M. Montero, оба из
Grupo de Microondas y Radar, Departamento de Señales,
Sistemas y Radiocomunicaciones, Universidad Politécnica de
Madrid, Мадрид, Испания, за помощь в процессе изготовления
прототипа фильтра.
ССЫЛКИ
[1] D. Porcino и W. Hirt, «Сверхширокополосная радиотехнология: потенциал и
проблемы впереди», IEEE Commun. Mag., т. 41, стр. 66–74, июль 2003 г.
[2] T. S. Rapaport, Wireless Communications: Principles and Practice, ser.
Commun. Eng. Emerging Technol.
Upper Saddle River, NJ: Prentice-
Hall, 2001.
[3] I. C. Hunter и др., «Микроволновые фильтры — приложения и технологии»,
IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 50, № 3, стр. 794–805, март
2002.
[4] L. Billonet и др., «Последние достижения в разработке активных микроволновых фильтров:
Часть I и II», Int. J. RF Microwave Computer-Aided Design Eng., стр.
159–189, март 2002 г.
SÁNCHEZ-RENEDO и др.: НАСТРАИВАЕМЫЙ ГРЕБЕНЧАТЫЙ ФИЛЬТР С НЕПРЕРЫВНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ ЦЕНТРАЛЬНОЙ ЧАСТОТОЙ И ПОЛОСОЙ ПРОПУСКАНИЯ
199
[5] «Проект DVB, ETSI: Цифровое видеовещание (DVB): Руководство по внедрению для наземных служб DVB: аспекты передачи»,
TR-101-190 v1.1.1, (1997–12), 1997 г.
[6] I. C. Hunter и J. D. Rhodes, «Электронно настраиваемые микроволновые полосовые фильтры», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. MTT-30, №. 9, стр.
1353–1360, сентябрь 1980 г.
[7] G. Torregrosa et al., «Простой метод проектирования широкополосных электронно-настраиваемых гребенчатых фильтров», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т.
50, № 1, стр. 172–177, январь 2002 г.
[8] A. Presser, «Варакторно-настраиваемый, высокодобротный микроволновый фильтр», RCA Rev., т.
42, стр. 691–705, декабрь 1981 г.
[9] S. R. Chandler et al., «Активный варакторно-настраиваемый полосовой фильтр», IEEE
Micro. Guided Wave Lett., т. 3, № 1, стр. 172–177, январь 2002 г. 3, стр. 70–71, март 1993 г.
[10] A. R. Brown и G. M. Rebeiz, «Варакторно-настроенный радиочастотный фильтр», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 48, № 7, стр. 1157–1160, июль 2000 г.
[11] B. W. Kim и S. W. Yun, «Варакторно-настроенный гребенчатый полосовой фильтр, использующий микрополосковые линии со ступенчатым импедансом», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 52, № 5. 4, стр. 1279–1283, апрель 2004 г.
[12] А. Аббаспур-Тамиджани и др., «Миниатюрные и настраиваемые фильтры с использованием
MEMS-конденсаторов», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 51, № 7,
стр. 1878–1885, июль 2003 г.
[13] К. А. Холл и др., «25-ваттный полосовой фильтр ОВЧ с настройкой на MEMS», в
IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., т. 1, июнь 2003 г., стр. 503–506.
[14] C. Rauscher, «Реконфигурируемый полосовой фильтр с переключаемой шириной полосы пропускания три к одному», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 51, стр.
573–577, февраль 2003 г.
[15] C. Lugo, Jr. et al., «Реконфигурируемый полосовой фильтр с переменной шириной полосы пропускания на частоте 5,8 ГГц с использованием метода изменения емкостного зазора», в Proc.
33rd Eur. Microwave Conf., т. 3, Мюнхен, Германия, октябрь 2003 г., стр.
923–926.
[16] М. Санчес-Ренедо и др., «Новый электронно-настраиваемый гребенчатый фильтр с одновременным непрерывным управлением центральной частотой и полосой пропускания», в IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., т. 3, июнь 2004 г., стр. 1291–1294.
[17] Л. Г. Малорацкий, «Обзор основ подвесных полосковых линий», Microwave J., стр. 82–99, октябрь 2002 г.
[18] Г. Маттеи и др., Микроволновые фильтры, сети согласования импеданса и структуры связи.
Норвуд, Массачусетс: Artech House, 1980. Мануэль Санчес-Ренедо родился в Мадриде, Испания, в 1980 году. В настоящее время он работает над получением степени инженера телекоммуникаций в Политехническом университете Мадрида (UPM), Мадрид, Испания.
С октября 2003 года он работал в Grupo de Microondas y Radar, Departamento de Señales, Sistemas y Radiocomunicaciones (SSR), UPM. Его научная деятельность связана с областью высокочастотных схем.cuit design for mobile and satellite communication
and radar systems.
Роберто Гомес-Гарсия (S’02) родился в Мадриде,
Испания, в 1977 году. Он получил степень Ingeniero de Tele-
comunicación в Политехническом университете Мадрида (UPM), Мадрид, Испания, в 2001 году и в настоящее время работает над получением степени доктора философии в UPM.
Его диссертация Ingeniero de Telecomunicación касалась
разработки активных фильтров с СВЧ-каналами.
Его докторская диссертация посвящена анализу и
разработке новых конфигураций настраиваемых и активных СВЧ-фильтров.
С октября 2000 года он работает в Grupo
de Microondas y Radar, Departamento de Señales, Sistemas y Radiocomun-
caciones (SSR), UPM. Его исследовательская деятельность находится в области проектирования высокочастотных цепей для систем связи и радиолокации.
Хосе И. Алонсо (M’90) родился в Вильяканьясе (Толедо), Испания. Он получил степени инженера
телекоммуникаций и доктора
философии в
Политехническом университете Мадрида, Мадрид, Испания, в 1982 и 1989 годах соответственно.
С 1982 по 1985 год он был инженером-конструктором СВЧ-
устройств в Telettra España S.A. (теперь Alcatel
Standard S.A.). В 1985 году он присоединился к Departamento
de
Señales,
Sistemas
y
Radiocomunicaciones,
Escuela Técnica Superior de Ingenieros de Tele-
comunicación, Universidad Politécnica de Madrid,
где в настоящее время является профессором. Он преподавал курсы по проектированию СВЧ-схем, теории электрических сетей и фильтров, испытаниям и измерениям СВЧ-схем и лабораториям, связанным с аналоговыми и цифровыми системами связи. Он развивал свои исследования в Grupo de Microondas y
Radar в областях анализа и моделирования высокоскоростных/высокочастотных
интегральных схем и их взаимосвязей, автоматизированного проектирования и
измерений гибридных и монолитных GaAs СВЧ-интегральных схем (MMIC) и их применения в разработке и внедрении
мобильных, спутниковых, оптоволоконных систем связи и адаптивных антенных систем. Он также участвует в разработке схем и подсистем для
локальной многоточечной распределительной системы (LMDS) и беспроводных локальных сетей (WLAN).
Сесар Брисо-Родригес родился в Вальядолиде,
Испания, в 1968 году. Он получил степень инженера по телекоммуникациям и степень доктора философии в области телекоммуникаций в Мадридском политехническом университете,
Мадрид, Испания, в 1995 и 1995 годах соответственно.
С 1990 года он работает в Департаменте аудиовизуальной инженерии и коммуникаций Мадридского политехнического университета, где в настоящее время является
доцентом. Его области исследований в основном
связаны с высокочастотными радиокоммуникационными схемами и системами, в основном применяемыми в мобильной и
спутниковой связи. Он имеет один патент. Он также принимал участие в
нескольких научно-исследовательских проектах и разработках в сотрудничестве с
частными и государственными компаниями.
191
Настраиваемый гребенчатый фильтр с непрерывным управлением
центральной частоты и полосы пропускания
Мануэль Санчес-Ренедо, Роберто Гомес-Гарсия, студент-член IEEE, Хосе И. Алонсо, член IEEE, и
Сесар Брисо-Родригес
Аннотация — В этой статье представлена новая структура гребенчатого фильтра с непрерывной
настройкой как центральной частоты, так и полосы пропускания. Настраиваемость полосы пропускания достигается
путем размещения переменных редукторов связи между резонаторами фильтра. Редукторы связи, работающие как подсети управления полосой пропускания, спроектированы как расстроенные резонаторы, состоящие из отрезка линии, заканчивающегося переменным конденсатором. Предложенная структура фильтра экспериментально подтверждена с помощью проектирования, строительства в технологии подвешенных полосковых линий и характеристики недорогого прототипа фильтра для наземных цифровых
вещательных приемников, работающих в диапазоне УВЧ (470–862 МГц). Также обсуждаются другие
соответствующие факторы, такие как интермодуляционные искажения, создаваемые
варикапами, используемыми для электронного управления полосой пропускания, или
характеристики мощности сконструированного фильтра. Реконфигурируемый модуль фильтра, описанный в этой статье,
очень подходит для проектирования гибких многофункциональных
подсистем приемника, одновременно поддерживающих сигналы с другой
полосой пропускания. Ключевые слова — настраиваемая полоса пропускания, гребенчатые фильтры, подвешенная
полосковая линия, система наземного цифрового видеовещания (DVB-T),
настраиваемые фильтры, диапазон УВЧ, варакторы.
I. ВВЕДЕНИЕ
ПОСЛЕДНИЕ достижения в области современных сверхширокополосных радиолокационных и
беспроводных коммуникационных приложений требуют высокопроизводительных и
перестраиваемых подсистем ВЧ [1], [2]. Эти
тенденции предъявляют строгие требования к пассивным и активным
фильтрам, направленным на эти приложения [3], [4]. В частности,
разработка эффективных методов настройки как центральной
частоты, так и полосы пропускания отклика фильтра должна быть
одной из основных целей.
Микроволновая электроника с настраиваемой полосой пропускания особенно
полезна для проектирования высокочастотных многофункциональных приемников, поддерживающих несколько информационных сигналов с различными
частотными диапазонами и характеристиками уровня мощности одновременно. Здесь наличие реконфигурируемых полосовых фильтров,
способных адаптировать ширину полосы пропускания, имеет важное значение для устранения
Рукопись получена 21 апреля 2004 г.; пересмотрена 18 июня 2004 г. Эта работа была
частично поддержана Национальным советом по научным и технологическим исследованиям
в рамках проекта TIC2002-04569-C02-01 и проекта TIC2002-02657,
испанской компанией IKUSI-Ángel Islesias, S.A. в рамках проекта P020935549 и
испанским Министерством образования и культуры в рамках докторской стипендии. М. Санчес-Ренедо, Р. Гомес-Гарсия и Х. И. Алонсо работают в Grupo de Microondas y Radar, Departamento de Señales, Sistemas y Radiocomunicaciones, Мадридский политический университет, 28040 Мадрид, Испания (электронная почта: msrenedo@gmr.ssr.upm.es; r.ssr.upm.es; ignacio@gmr.ssr.upm.es).
C. Briso-Rodriguez работает в Департаменте инженерии аудиовизуальных и коммуникационных технологий, Мадридский политехнический университет, 28040 Мадрид, Испания
(e-mail: cbriso@diac.upm.es).
Цифровой идентификатор объекта 10.1109/TMTT.2004.839309
внеполосные шумы и помехи спектральных компонентов и сохраняют динамический диапазон при любых условиях приема сигнала,
также предлагая значительные преимущества по размеру и гибкости по сравнению с традиционными альтернативами банка фильтров.
В области бытовой электроники фильтры с настраиваемой полосой пропускания
имеют потенциальное применение при приеме сигналов наземного телевидения. В Европе был установлен переходный период,
в основном мотивированный политическими проблемами каждой страны, в течение
которого как аналоговые, так и цифровые телевизионные (ТВ) сигналы,
расположенные в диапазонах UHF–VHF, должны делить одну и ту же часть
спектра вещания (наземное цифровое видеовещание
(DVB-T) [5]). Как следствие, разработка передовых
и недорогих подсистем приемников, предлагающих двойную работу для
аналоговых и цифровых наземных телевизионных каналов, пользуется большим спросом.
Проектирование полосовых фильтров с настраиваемой центральной частотой было задачей, широко решаемой в течение
последних двух десятилетий [6], [7]. Настраиваемость центральной частоты,
сохраняющая общую форму отклика фильтра, легко
достигается путем изменения эффективных электрических длин
резонаторов фильтра. Таким образом, было
предложено несколько структур фильтров, использующих элементы переменного реактивного сопротивления для настройки центральной
частоты. Использование полупроводниковых варакторов в качестве переменных конденсаторов было наиболее популярным выбором для управления центральной частотой непрерывным образом [8]–[11]. С другой стороны,
настройка центральной частоты дискретными шагами в основном
выполнялась с использованием p-i-n диодов. В последнее время конденсаторы микроэлектромеханических систем (MEMS) стали
важными для обработки сигналов высокой мощности [12], [13].
В отличие от настройки центральной частоты, небольшая
попытка была предпринята впроектирование структур фильтров, демонстрирующих настраиваемую ширину полосы пропускания. Причина заключается в отсутствии адекватных методов
для изменения межрезонаторных связей по желанию, необходимой цели
для управления полосой пропускания. Таким образом, решения,
предложенные в прошлом, в основном были сосредоточены на обеспечении дискретной настройки полосы пропускания по фиксированной центральной частоте [14], [15].
В данной статье представлена новая конфигурация гребенчатого фильтра с непрерывной настройкой как для центральной частоты, так и полосы пропускания. Настройка полосы пропускания осуществляется с помощью
метода управления связями фильтра, основанного на
вставке редукторов переменной связи между гребенчатыми
резонаторами. Для того чтобы продемонстрировать практическую жизнеспособность
предлагаемой структуры фильтра,
разработан, построен и охарактеризован экспериментальный прототип. Это очень
экономически эффективный реконфигурируемый модуль фильтра, направленный на массовое
производство приемников DVB-T, одновременно обрабатывающих аналоговые
и цифровые наземные каналы телевидения, расположенные в диапазоне УВЧ
(470–862 МГц).
0018-9480/$20.00 © 2005 IEEE
192
IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, NO. 1, ЯНВАРЬ 2005
Рис.
1.
Классический
фильтр
гребенчатой
схемы
второго
порядка.
(a)
Топология.
(b) Эквивалентная
схема.
Эта статья организована следующим образом. Основы
предлагаемого метода настройки полосы пропускания объясняются в Разделе II.
Также описаны аспекты реализации управления полосой пропускания в фильтрах гребенчатой
схемы. В разделе III разработан и построен конкретный прототип фильтра третьего порядка с использованием технологии подвешенных полосковых линий. Фильтр, демонстрирующий настраиваемость центральной частоты и полосы пропускания в диапазоне 470–862 МГц, состоит из трех резонаторов и двух редукторов с переменной связью. Результаты моделирования и измерений построенного фильтра приведены в разделе IV. Сюда входит характеристика возможностей фильтра по мощности и интермодуляционных искажений, создаваемых варакторными полупроводниками, используемыми для электронного управления полосой пропускания. Наконец, наиболее важные выводы этой работы изложены в разделе V. II. МЕТОД НАСТРОЙКИ ПОЛОСА ПРОПУСКАНИЯ В ФИЛЬТРАХ С ГРЕБЕНЧАТОЙ СТРУКТУРОЙ
A. Основы метода настройки полосы пропускания
Топология классического фильтра с гребенчатой структурой второго порядка
приведена на рис. 1. Также представлена эквивалентная схема фильтра. Как показано, фильтр состоит из двух идентичных
сегментов линии передачи, закороченных на землю на одном конце
и
оконченных сосредоточенным конденсатором на противоположном конце.
Набор
линейных конденсаторов соответствует резонатору фильтра,
моделируемому как параллельное соединение соответствующего конденсатора и
эквивалентной распределенной индуктивности сегмента линии передачи. Связь между линиями резонатора является просто
индуктивной и аппроксимируется как последовательная распределенная индуктивность,
соединяющая резонаторы. Распределенная индуктивность относится к
линии передачи, укороченной на одном конце, демонстрирующей
эквивалентную проводимость
, где
— характеристическая проводимость, а
— электрическая длина линии.
Центральная частота синтезированного отклика полосы пропускания в
этой структуре фильтра в основном определяется характеристиками
резонаторов фильтра, хотя и слегка зависит от существующих
связей. Напротив, ширина полосы пропускания фильтра в основном определяется
распределенными индуктивностями, моделирующими
межрезонаторные связи, так что при создании более сильных связей создаются более широкие полосы пропускания.
Фильтр гребенчатой структуры был подробно проанализирован в
прошлом. Таким образом, были предложены различные теоретические формулы как для центральной
частоты, так и для относительной полосы пропускания синтезированного отклика
в зависимости от параметров фильтра [6].
Кроме того, были разработаны систематические методы проектирования гребенчатых фильтров
с возможностью настройки центральной частоты с помощью элементов переменного реактивного сопротивления
в резонаторах фильтров [7].
Наиболее используемый подход был предложен Хантером и Роудсом
[6]. Здесь приведено следующее выражение об электрической длине,
которая должна быть выбрана в линиях резонатора для получения желаемой центральной частоты:
(1)
где
— центральная частота,
— электрическая длина линий резонатора при
,
— характеристическая проводимость
линий,
— значение емкости сосредоточенных конденсаторов,
— характеристическая проводимость распределенной
индуктивности, моделирующей связь между резонаторами (рис. 1). Одновременно предлагается следующее уравнение для относительной
полосы пропускания:
(2)
где
— постоянный множитель, зависящий от геометрии
резонатора и типа синтезируемого
отклика фильтра (например, Баттерворта или Чебышева с определенной
горизонтальной
волнистостью). Как можно
доказать, полоса пропускания максимизируется для
(
).
Здесь представлен метод настройки полосы пропускания в
конфигурации гребенчатого
фильтра [16]. Основная идея заключается в
генерации
переменных эквивалентных связей между резонаторами фильтра с помощью
подсетей управления полосой пропускания.
Предлагаемая подсеть управления полосой пропускания, соединяющая
rЭзонаторы полосового фильтра второго порядка представлены на
рис. 2. Как видно, подсеть управления полосой пропускания состоит
из распределенных индукторов с характерными проводимостями
и
и переменной проводимостью
, ключевым элементом
по отношению к настраиваемости полосы пропускания.
Принцип работы, используемый в предлагаемой технике настройки полосы пропускания, анализируется путем рассмотрения двух следующих
состояний для переменной проводимости
.
• Состояние
.
В этом случае переменная проводимость
соответствует
разомкнутой цепи, что приводит к подсети управления полосой пропускания в эквивалентном распределенном индукторе
, как показано на рис. 3(a).
Тогда весь фильтр соответствует обычной
полосовой сети второго порядка, представленной на рис. 1(b).
САНЧЕС-РЕНЕДО и др.: НАСТРАИВАЕМЫЙ ГРЕБЕНЧАТЫЙ ФИЛЬТР С НЕПРЕРЫВНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ ЦЕНТРАЛЬНОЙ ЧАСТОТОЙ И ПОЛОСОЙ ПРОПУСКАНИЯ
193
Рис. 2.
Структура полосового фильтра второго порядка с подсетью управления полосой пропускания
Рис. 3.
Эквивалентные схемы предлагаемой подсети управления полосой пропускания.
(a) Состояние Y
! 0 (разомкнутая цепь). (b) Состояние Y
! 1 (короткое замыкание).
Таким образом, центральная частота и характеристики полосы пропускания результирующего отклика фильтра получаются из (1)
и (2) путем конкретизации
.
• Состояние
.
Для этого состояния переменная проводимость
является короткой
цепью, соответствующей подсети управления полосой пропускания
индуктивной
сети, показанной на рис. 3(b).
Поглощая распределенные индукторы
в резонаторы
фильтра, вся схема снова становится типичной схемой фильтра второго
порядка. Характерная проводимость
результирующего межрезонаторного индуктора равна
.
Поскольку тогда выполняется следующее:
(3)
производится уменьшение ширины полосы пропускания по отношению к предыдущему состоянию. Кроме того, также ожидается изменение
центральной частоты из-за модификации
резонаторных индукторов.
Чтобы получить желаемую центральную частоту
в состоянии, электрическая длина линий резонатора
выбирается так, чтобы
(4)
Когда состояние
настраивается, новая центральная частота
выводится из решения следующего неявного уравнения:
(5)
Учитывая, что
,
вышеприведенное уравнение можно переписать как
(6)
где
— отклонение центральной частоты. В общем, условие
выполняется. Используя
тригонометрическое разложение
и пренебрегая членами второго порядка в
, (6) затем
приводит
к
(7)
Таким образом, как решение
(8)
Последнее выражение представляет собой приближенное
отклонение центральной частоты, полученное при настройке
пропускания
между состояниями
разомкнутого
и
короткого
замыкания. Фактически, это неизбежное явление, поскольку
изменение связи между резонаторами
обязательно подразумевает изменение значения центральной частоты,
для которого выполняется (1), т. е. смещение собственных
частот резонаторов,
составляющих эквивалентную
фильтрующую сеть. Тем не менее, вышеупомянутый эффект
можно исправить, используя переменные конденсаторы в резонаторах
фильтра для перенастройки центральной частоты. В частности, если
конденсаторы фильтра изменяются от
до
между
обоими состояниями так, что
(9)
194
IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, NO. 1, ЯНВАРЬ 2005
Рис. 4.
Фильтр гребенчатой структуры второго порядка с непрерывной настройкой по центральной частоте и полосе пропускания. (a) Принципиальная схема. (b) Диаграмма резонирующего и нерезонирующего узлов. : узел, резонирующий на настроенной центральной частоте
(резонатор фильтра). : узел, не резонирующий на настроенной центральной частоте (редуктор связи). Сплошные линии представляют взаимодействия между узлами.
тогда из предыдущих уравнений
получается. Кроме того, используя (2), получаем следующее уравнение, которое должно быть удовлетворено
между относительными значениями полосы пропускания,
соответствующими
состояниям
и
получено:
(10)
Благодаря разработанному анализу была продемонстрирована настраиваемость
ширины полосы пропускания фильтра с помощью
предложенной подсети управления полосой пропускания. Кроме того, если
выбрано, чтобы
контрольная
пропускная ... Переменные
конденсаторы также включены в гребенчатые резонаторы для регулировки отклонения центральной частоты, создаваемого настройкой полосы пропускания.
Как следует из вывода, предлагаемая подсеть настройки полосы пропускания
концептуально эквивалентна показанной на рис. 2. Связи
между резонаторами фильтра и редуктором переменной связи
соответствуют распределенным индукторам
, а прямая связь между резонаторами гребенчатого типа
. Переменная проводимость
моделируется с помощью редуктора связи,
состоящего из сегмента линии передачи и переменного конденсатора, т. е.,
(11)
Возможность управления полосой пропускания определяется
диапазоном изменения реактивного сопротивления редуктора связиконденсатор cer.
Чем больше емкость,
тем выше проводимость,
и, таким образом, достигается минимальное состояние полосы пропускания,
за счет создания наименьшей эффективной связи между резонаторами
фильтра.
Фактически, ключевым вопросом в разработке подсети управления полосой пропускания является реализация редуктора переменной связи как
расстроенного резонатора, не резонирующего на настроенной центральной частоте
(рис. 4). Таким образом, достигается управление полосой пропускания без искажения
отклика фильтра. Требование достигается путем удовлетворения
следующего уравнения:
(12)
где
— резонансная частота редуктора связи
для минимального значения переменного конденсатора,
а
— настроенная центральная частота. Это условие выполняется путем использования
линии передачи редуктора связи с более низкими и более высокими значениями,
соответственно, для характеристической проводимости
и электрической длины,
чем выбранные для линий резонатора гребенчатого типа.
III. КОНСТРУКЦИЯ ПРОТОТИПА НАСТРАИВАЕМОГО ФИЛЬТРА
Для экспериментальной проверки ранее полученных теоретических результатов был разработан и построен конкретный прототип фильтра, демонстрирующий непрерывную настраиваемость как по центральной частоте, так и по полосе пропускания. Полученные результаты будут представлены здесь.
Фиксированные начальные характеристики, которые должны быть удовлетворены для характеристик настройки центральной частоты и полосы пропускания, описаны
следующим образом.
• Диапазон настройки центральной частоты (
): (470
862) МГц (диапазон УВЧ).
• Диапазон настройки полосы пропускания 3 дБ (
: (5
15) МГц.
Другие важные требования, которым должен соответствовать разработанный прототип фильтра во всем диапазоне настройки, — это обратные потери лучше, чем
10 дБ в пределах полосы пропускания и высокая внеполосная селективность.
Настраиваемый фильтр был разработан с помощью следующих шагов.
Шаг 1)
Применение методики, описанной в [7], для разработки начального идеального фильтра, демонстрирующего только настраиваемость центральной частоты.
Шаг 2)
Введение редукторов переменной связи для достижения настраиваемости полосы пропускания.
Шаг 3)
Выбор используемой технологии.
Шаг 4)
Учет паразитных эффектов, таких как добротность переменных реактивных элементов или резистивное поведение соединения резонатора с землей.
Шаг 5)
Оптимизация
с использованием
коммерческих
симуляторов.
САНЧЕС-РЕНЕДО и др.: НАСТРАИВАЕМЫЙ ГРЕБЕНЧАТЫЙ ФИЛЬТР С НЕПРЕРЫВНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ ЦЕНТРАЛЬНОЙ ЧАСТОТОЙ И ПОЛОСОЙ ПРОПУСКАНИЯ
195
Рис. 5.
Схема сконструированного прототипа настраиваемого фильтра.
ТАБЛИЦА I
ФИЗИЧЕСКИЕ РАЗМЕРЫ ФИЛЬТРА
Технология подвешенной полосковой линии была выбрана для
проектирования и строительства прототипа настраиваемого фильтра [17], [18].
В частности, тефлоновая подложка подвешенной полосковой линии с очень
низкой диэлектрической постоянной используется для снижения потерь передачи
фильтра в результате получения сегментов линии с низкими потерями, составляющих резонаторы фильтра. Основными параметрами выбранной полосковой подложки, поддерживающей проводник, являются
относительная диэлектрическая проницаемость
, толщина диэлектрика
м и толщина металла
м. Расстояние от заземляющей плоскости полосковой линии составляет 25 мм.
Схема сконструированного прототипа настраиваемого фильтра
показана на рис. 5. Размеры приведены в таблице I. Фактически,
чтобы предотвратить эффект уменьшения результирующего диапазона настройки в результате небольших изменений диэлектрической проницаемости подложки от смоделированного значения, фильтр
был
разработан для покрытия настраиваемой полосы центральной частоты,
немного
выше, чем указанная. Как было отмечено, структура фильтра
в основном состоит из конфигурации гребенчатой линии третьего порядка,
модифицированной двумя редукторами переменной связи,
расположенными между соседними резонаторами фильтра и работающими как
подсети управления полосой пропускания. Таким образом, ширина полосы пропускания фильтра
регулируется непрерывно путем изменения значения емкости
переменных конденсаторов в обоих редукторах связи.
Одновременно, настраиваемость центральной частоты достигается
с помощью соответствующих элементов переменного реактивного сопротивления,
подключенных к концу трех резонаторных линий. Длины
этих линий были выбраны так, чтобы быть достаточно меньше, чем
четверть длины волны в диапазоне настройки центральной частоты,
как для увеличения ширины полос заграждения, так и
Рис. 6.
Сконструированный прототип настраиваемого фильтра.
уменьшения физических размеров прототипа фильтра. Была выбрана схема связанных линий, работающая как сеть инвертора импеданса
как для входа, так и для выхода фильтра.
Фотография сконструированного прототипа настраиваемого фильтра представлена на рис. 6. Как показано, общая схема фильтра
была встроена в латунный ящик. Размеры ящика
составляют 50
65
25 мм. Высокомеханические переменные конденсаторы
с диапазоном изменения емкости 1–20 пФ (модель 5502,
серия 5500, Johanson Manufacturing Corporation, Бунтон,
Нью-Джерси) использовались в резонаторах фильтра для настройки
центральной частоты. Умеренные варакторные элементы,
обеспечивающие изменение емкости 7–40 пФ для напряжения смещения 20–0 В
(модель ZC833B, серия 830, Zetex Semiconductors), используютсяв
соединительных редукторах для электронного управления полосой пропускания.
Кроме того, постоянные конденсаторы емкостью 10 пФ последовательно подключены к
элементам варакторов для выполнения настройки полосы пропускания в
указанном диапазоне.
IV. ХАРАКТЕРИСТИКА ПРОТОТИПА НАСТРАИВАЕМОГО ФИЛЬТРА
Сконструированный прототип настраиваемого фильтра в технологии подвешенной
полосковой линии полностью охарактеризован здесь. Это включает в себя измерение не только характеристик настройки центральной частоты и полосы пропускания, но также интермодуляционных
искажений и возможностей фильтра по мощности.
Измерения были получены с использованием
анализатора цепей HP-8510C.
A. Мгновенная настраиваемость полосы пропускания
Настраиваемость полосы пропускания сконструированного прототипа фильтра
показана на рис. 7 для нижней части предполагаемого диапазона настройки центральной частоты. Приведены моделированные и измеренные потери передачи и возврата настраиваемого фильтра для различных значений напряжения смещения варакторов редуктора связи.
Переменные конденсаторы резонаторов фильтра, изначально настроенные
для настройки центральной частоты 470 МГц в состоянии максимальной полосы пропускания,
не изменяются.
Как и ожидалось из результатов, приведенных в Разделе II, небольшое изменение центральной частоты возникает при настройке состояния с более низкой полосой пропускания. Кроме того, потери передачи в пределах
196
IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, NO. 1, ЯНВАРЬ 2005
Рис. 7.
Мгновенная характеристика настройки полосы пропускания прототипа фильтра для
различных значений напряжения смещения варактора (V
= 0; 4; и 8 В). Детали полосы пропускания. (a) Измеренные и смоделированные потери передачи фильтра. (b) Измеренные и смоделированные потери возврата фильтра.
полоса пропускания становится более значительной с уменьшением
полосы пропускания, а потери возврата становятся выше. Эти эффекты
являются результатом увеличения рассогласования и могут быть
устранены путем введения двух дополнительных входных/выходных переменных соединительных редукторов для повторного согласования фильтра. Это делается за счет увеличения размеров конечной схемы и
усложнения процесса настройки фильтра. С другой стороны,
небольшое отклонение, проявляемое центральной частотой при уменьшении
полосы пропускания, легко преодолевается путем повторной настройки
переменных конденсаторов резонаторов фильтра для повторной настройки схемы.
Характеристики настройки полосы пропускания показаны для более широкого диапазона частот на рис. 8. Главное, на что следует обратить внимание, — это наличие двух резонансных пиков за пределами полосы пропускания фильтра. Эти пики как раз вызваны подсетями управления полосой пропускания настраиваемого фильтра и, таким образом, расположены на резонансных частотах редукторов с переменной связью. Как было замечено, резонансные пики появляются ближе к полосе пропускания фильтра, когда настраивается более низкая полоса пропускания. Фактически, спектральное разделение между полосой пропускания фильтра и резонансными пиками увеличивается, когда в редукторах с переменной связью используются сегменты линии передачи с более узкой физической шириной. Это
прямое следствие (12), где показано, что резонансная
частота расстроенного резонатора, соответствующего подсети управления полосой пропускания, уменьшается, когда выбирается меньшее значение для
характеристической проводимости линии редуктора связи
Рис. 8.
Мгновенная характеристика настройки полосы пропускания прототипа фильтра для
различных значений напряжения смещения варактора (V
= 0; 4; и 8 В). Широкополосный
отклик.
Рис. 9.
Влияние добротности варакторов редуктора связи на
отклик фильтра. Моделирование. (a) Пики резонанса. (b) Полоса пропускания фильтра.
выбрано. С практической точки зрения, единственный недостаток
использования сегментов линии с высоким импедансом для реализации
редукторов связи заключается в размере конечной схемы: расстояние между
резонаторами фильтра и
редукторами связи должно быть
немного увеличено для достижения заданного диапазона настраиваемой полосы пропускания с использованием определенного элемента варактора. Влияние на отклик фильтра
добротности элементов варактора,
входящих в состав
редукторов связи, также анализируется на рис. 9. Как доказано, при выборе более низкого
значения резонансные пики с меньшими уровнями мощности
производятся без искажения полосы пропускания фильтра. Таким образом,
использование элементов с высоким
варикапом не очень целесообразно. Это
расхождение в отношении элементов переменного реактивного сопротивления
резонаторов фильтра, где требуются
высокоемкие
конденсаторы для
минимизации потерь передачи в полосе пропускания фильтра.
Измеренные и смоделированные кривые изменения, представляющие
минимальную и максимальную 3-дБ полосу пропускания прототипа фильтра в зависимости от настроенной центральной частоты, подробно
представлены на рис. 10. Измеренные кривые были получены путем интерполяции с шагом центральной частоты 20 МГц. Максимальная полоса-
САНЧЕС-РЕНЕДО и др.: НАСТРАИВАЕМЫЙ ГРЕБЕНЧАТЫЙ ФИЛЬТР С НЕПРЕРЫВНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ ЦЕНТРАЛЬНОЙ ЧАСТОТОЙ И ПОЛОСОЙ ПРОПУСКАНИЯ
197
Рис. 10.
Измеренные и смоделированные кривые изменения, представляющие минимальную
и максимальную 3-дБ полосу пропускания в зависимости от настроенной центральной частотычастота r.
состояние ширины соответствует напряжению смещения варикапа 0 В, а
минимум - 20 В. Как доказано, более высокие значения для обоих состояний ширины полосы пропускания достигаются при увеличении настроенной центральной частоты, даже если возможность настройки ширины полосы пропускания
уменьшается.
Следует подчеркнуть сильную устойчивость предлагаемого метода настройки полосы пропускания к нежелательным отклонениям, возникающим при электронном
управлении полупроводниками варикапов по отношению к идеальным
значениям емкости. Обратите внимание, что это отличается
от обычных фильтров гребенчатой
настройки варикапов центральной частоты, в которых элементы варикапа непосредственно включены в
резонаторы фильтра, и, следовательно, небольшие изменения в значениях их емкости могут привести к незначительным сдвигам частоты
полосы пропускания фильтра.
B. Настраиваемость центральной частоты
Измеренная настраиваемость центральной частоты построенного
прототипа фильтра показана на рис. 11. Результаты моделирования
также детализированы. Изображенные кривые были получены путем воздействия
на механические переменные конденсаторы резонаторов фильтра,
в то время как переменные редукторы связи остаются в устойчивом состоянии.
Измеренный отклик фильтра показал 70% настраиваемого диапазона центральной частоты примерно от 420 до 870 МГц. Как
показано, при настройке более низкой центральной частоты потери при передаче в полосе пропускания увеличиваются, а полоса пропускания
немного уменьшается. Первое обусловлено эффектом уменьшения, экспериментально
измеренным
фактором качества резонаторов фильтра, поскольку электрическая длина
линий становится короче. На второй влияет ограниченный рабочий диапазон входных и выходных связанных линейных секций, работающих как согласующие сети. Логично, что резонансные
пики, создаваемые редукторами связи, неизменны, поскольку
варикапы управления полосой пропускания не изменяются.
Кривые изменения потерь передачи в зависимости от
настроенной центральной частоты подробно представлены на рис. 12. Были рассмотрены максимальные
и минимальные состояния полосы пропускания, представленные на рис. 10. Как было замечено, потери передачи увеличиваются, когда
настраиваются более низкие значения как для центральной частоты, так и для полосы пропускания.
Рис. 11.
Мгновенная характеристика настройки центральной частоты прототипа фильтра (f
=
450; 550; 650; 750; и 850 МГц). (a) Измеренные и
моделированные потери передачи фильтра. (b) Измеренные и
моделированные обратные
потери фильтра.
Рис. 12.
Измеренные и смоделированные кривые изменения потерь передачи в зависимости от настроенной центральной частоты.
C. Интермодуляционные искажения и
характеристики управления мощностью
Влияние варакторов, используемых для электронного управления полосой пропускания, на интермодуляционные искажения и мощность-
198
IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, NO. 1, ЯНВАРЬ 2005
Рис. 13.
Выходной сигнал основной частоты к продукту смешения третьего порядка
отношение мощности варактора как функция напряжения смещения варактора (f
= 650 МГц).
Интермодуляционные искажения.
Рис. 14.
Влияние уровня мощности входного сигнала на характеристику фильтра.
Эффект самосмещения варакторов редуктора связи. (a) Резонансные пики.
(b) Детали полосы пропускания.
возможности обработки построенного перестраиваемого фильтра рассматриваются ниже.
Измеренные и смоделированные кривые, представляющие выходной сигнал основной частоты к двухтональному продукту интермодуляции третьего порядка отношение мощности (
) как функции
напряжения смещения варакторов, показаны на рис. 13 для различных уровней входного
сигнала. Продукт смешения третьего порядка был сгенерирован с использованием двух тонов на расстоянии 500 кГц друг от друга в пределах полосы пропускания. Уровни мощности тонов контролируются, чтобы сделать их
равными, а их частоты выбираются так, чтобы продукт интермодуляции третьего порядка
находился на настроенной центральной частоте
(650 МГц). Как показано, для постоянной мощности входного сигнала,
меньшее значение для отношения
получается, когда более высокое
напряжение смещает варакторы. Как следствие, наихудший случай
для характеристик интермодуляционных искажений
вытекает из состояния минимальной полосы пропускания (
V). В этой ситуации измеренная точка интермодуляции третьего порядка на входе составляет 32,8 дБм.
Характеристики мощности прототипа фильтра проанализированы на рис. 14. Представлен измеренный отклик фильтра для различных значений уровня мощности входного сигнала. Выбранная центральная частота составляет 650 МГц, а состояние полосы пропускания, зафиксированное на минимуме, было настроено. Как было отмечено, небольшое уменьшение полосы пропускания происходит, когда более высокая мощность входного сигнала вводится в фильтр. Это происходит из-за эффекта самосмещения
варакторных полупроводников, с помощью которого состояние полосы пропускания изменяется посредством инкрементного напряжения, генерируемого на
варакторах мощным входным сигналом.
Наконец, шумовые характеристики фильтра также измерялись
для нескольких условий смещения элементов варактора. Полученное значение для показателя шума практически совпало с соответствующими потерями при передаче во всех случаях. Таким образом, с точки зрения шума фильтр ведет себя как пассивное устройство. НикогдаТем не менее, это логичный результат, поскольку элементы варакторов
воплощены в переменных редукторах связи, резонирующих на частотах, расположенных далеко от полосы пропускания фильтра.
V. ВЫВОДЫ
В этой статье представлен усовершенствованный реконфигурируемый гребенчатый фильтр, демонстрирующий непрерывную настраиваемость по центральной частоте и полосе пропускания одновременно. Настраиваемость полосы пропускания
была достигнута путем размещения переменных редукторов связи между соседними резонаторами фильтра. Редукторы связи
были реализованы как расстроенные резонаторы с использованием
высокоомного линейного сегмента, нагруженного на переменную емкость. Таким образом, коэффициент настройки ширины полосы пропускания в основном
определяется диапазоном изменения реактивного сопротивления конденсаторов
редуктора связи. Наконец, чтобы продемонстрировать жизнеспособность предлагаемого
перестраиваемого фильтра, экспериментальный прототип фильтра третьего порядка
был
сконструирован в технологии подвешенной полосковой линии в
диапазоне УВЧ (470–862 МГц), а затем полностью охарактеризован.
Спроектированный фильтр особенно полезен при разработке гибких подсистем приемника DVB-T, предлагающих двойную работу
как для аналоговых, так и для цифровых телевизионных каналов. Варакторные полупроводники
были использованы в редукторах связи для электронного управления полосой пропускания
фильтра. Полученное
соответствие между измерениями и моделированием было очень близким. БЛАГОДАРНОСТЬ
Авторы благодарят J. Mellado и J. M. Montero, оба из
Grupo de Microondas y Radar, Departamento de Señales,
Sistemas y Radiocomunicaciones, Universidad Politécnica de
Madrid, Мадрид, Испания, за помощь в процессе изготовления
прототипа фильтра.
ССЫЛКИ
[1] D. Porcino и W. Hirt, «Сверхширокополосная радиотехнология: потенциал и
проблемы впереди», IEEE Commun. Mag., т. 41, стр. 66–74, июль 2003 г.
[2] T. S. Rapaport, Wireless Communications: Principles and Practice, ser.
Commun. Eng. Emerging Technol.
Upper Saddle River, NJ: Prentice-
Hall, 2001.
[3] I. C. Hunter и др., «Микроволновые фильтры — приложения и технологии»,
IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 50, № 3, стр. 794–805, март
2002.
[4] L. Billonet и др., «Последние достижения в разработке активных микроволновых фильтров:
Часть I и II», Int. J. RF Microwave Computer-Aided Design Eng., стр.
159–189, март 2002 г.
SÁNCHEZ-RENEDO и др.: НАСТРАИВАЕМЫЙ ГРЕБЕНЧАТЫЙ ФИЛЬТР С НЕПРЕРЫВНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ ЦЕНТРАЛЬНОЙ ЧАСТОТОЙ И ПОЛОСОЙ ПРОПУСКАНИЯ
199
[5] «Проект DVB, ETSI: Цифровое видеовещание (DVB): Руководство по внедрению для наземных служб DVB: аспекты передачи»,
TR-101-190 v1.1.1, (1997–12), 1997 г.
[6] I. C. Hunter и J. D. Rhodes, «Электронно настраиваемые микроволновые полосовые фильтры», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. MTT-30, №. 9, стр.
1353–1360, сентябрь 1980 г.
[7] G. Torregrosa et al., «Простой метод проектирования широкополосных электронно-настраиваемых гребенчатых фильтров», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т.
50, № 1, стр. 172–177, январь 2002 г.
[8] A. Presser, «Варакторно-настраиваемый, высокодобротный микроволновый фильтр», RCA Rev., т.
42, стр. 691–705, декабрь 1981 г.
[9] S. R. Chandler et al., «Активный варакторно-настраиваемый полосовой фильтр», IEEE
Micro. Guided Wave Lett., т. 3, № 1, стр. 172–177, январь 2002 г. 3, стр. 70–71, март 1993 г.
[10] A. R. Brown и G. M. Rebeiz, «Варакторно-настроенный радиочастотный фильтр», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 48, № 7, стр. 1157–1160, июль 2000 г.
[11] B. W. Kim и S. W. Yun, «Варакторно-настроенный гребенчатый полосовой фильтр, использующий микрополосковые линии со ступенчатым импедансом», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 52, № 5. 4, стр. 1279–1283, апрель 2004 г.
[12] А. Аббаспур-Тамиджани и др., «Миниатюрные и настраиваемые фильтры с использованием
MEMS-конденсаторов», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 51, № 7,
стр. 1878–1885, июль 2003 г.
[13] К. А. Холл и др., «25-ваттный полосовой фильтр ОВЧ с настройкой на MEMS», в
IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., т. 1, июнь 2003 г., стр. 503–506.
[14] C. Rauscher, «Реконфигурируемый полосовой фильтр с переключаемой шириной полосы пропускания три к одному», IEEE Trans. Microw. Theory Tech., т. 51, стр.
573–577, февраль 2003 г.
[15] C. Lugo, Jr. et al., «Реконфигурируемый полосовой фильтр с переменной шириной полосы пропускания на частоте 5,8 ГГц с использованием метода изменения емкостного зазора», в Proc.
33rd Eur. Microwave Conf., т. 3, Мюнхен, Германия, октябрь 2003 г., стр.
923–926.
[16] М. Санчес-Ренедо и др., «Новый электронно-настраиваемый гребенчатый фильтр с одновременным непрерывным управлением центральной частотой и полосой пропускания», в IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., т. 3, июнь 2004 г., стр. 1291–1294.
[17] Л. Г. Малорацкий, «Обзор основ подвесных полосковых линий», Microwave J., стр. 82–99, октябрь 2002 г.
[18] Г. Маттеи и др., Микроволновые фильтры, сети согласования импеданса и структуры связи.
Норвуд, Массачусетс: Artech House, 1980. Мануэль Санчес-Ренедо родился в Мадриде, Испания, в 1980 году. В настоящее время он работает над получением степени инженера телекоммуникаций в Политехническом университете Мадрида (UPM), Мадрид, Испания.
С октября 2003 года он работал в Grupo de Microondas y Radar, Departamento de Señales, Sistemas y Radiocomunicaciones (SSR), UPM. Его научная деятельность связана с областью высокочастотных схем.cuit design for mobile and satellite communication
and radar systems.
Роберто Гомес-Гарсия (S’02) родился в Мадриде,
Испания, в 1977 году. Он получил степень Ingeniero de Tele-
comunicación в Политехническом университете Мадрида (UPM), Мадрид, Испания, в 2001 году и в настоящее время работает над получением степени доктора философии в UPM.
Его диссертация Ingeniero de Telecomunicación касалась
разработки активных фильтров с СВЧ-каналами.
Его докторская диссертация посвящена анализу и
разработке новых конфигураций настраиваемых и активных СВЧ-фильтров.
С октября 2000 года он работает в Grupo
de Microondas y Radar, Departamento de Señales, Sistemas y Radiocomun-
caciones (SSR), UPM. Его исследовательская деятельность находится в области проектирования высокочастотных цепей для систем связи и радиолокации.
Хосе И. Алонсо (M’90) родился в Вильяканьясе (Толедо), Испания. Он получил степени инженера
телекоммуникаций и доктора
философии в
Политехническом университете Мадрида, Мадрид, Испания, в 1982 и 1989 годах соответственно.
С 1982 по 1985 год он был инженером-конструктором СВЧ-
устройств в Telettra España S.A. (теперь Alcatel
Standard S.A.). В 1985 году он присоединился к Departamento
de
Señales,
Sistemas
y
Radiocomunicaciones,
Escuela Técnica Superior de Ingenieros de Tele-
comunicación, Universidad Politécnica de Madrid,
где в настоящее время является профессором. Он преподавал курсы по проектированию СВЧ-схем, теории электрических сетей и фильтров, испытаниям и измерениям СВЧ-схем и лабораториям, связанным с аналоговыми и цифровыми системами связи. Он развивал свои исследования в Grupo de Microondas y
Radar в областях анализа и моделирования высокоскоростных/высокочастотных
интегральных схем и их взаимосвязей, автоматизированного проектирования и
измерений гибридных и монолитных GaAs СВЧ-интегральных схем (MMIC) и их применения в разработке и внедрении
мобильных, спутниковых, оптоволоконных систем связи и адаптивных антенных систем. Он также участвует в разработке схем и подсистем для
локальной многоточечной распределительной системы (LMDS) и беспроводных локальных сетей (WLAN).
Сесар Брисо-Родригес родился в Вальядолиде,
Испания, в 1968 году. Он получил степень инженера по телекоммуникациям и степень доктора философии в области телекоммуникаций в Мадридском политехническом университете,
Мадрид, Испания, в 1995 и 1995 годах соответственно.
С 1990 года он работает в Департаменте аудиовизуальной инженерии и коммуникаций Мадридского политехнического университета, где в настоящее время является
доцентом. Его области исследований в основном
связаны с высокочастотными радиокоммуникационными схемами и системами, в основном применяемыми в мобильной и
спутниковой связи. Он имеет один патент. Он также принимал участие в
нескольких научно-исследовательских проектах и разработках в сотрудничестве с
частными и государственными компаниями.
Соседние файлы в папке статьи