книги / Электроника электрофизические основы, микросхемотехника, приборы и устройства

при ых>U* (значение напряжения отпирания лежит в пределах 0,5...0,7 В) создает на выходе напряжение, отличающееся от входного на сумму на­ пряжений отпирания и падения на открытом диоде Unp (значение и прсо­

ставляет для различных диодов 0,8..Л В). При большой амплитуде вход­ ного напряжения Um» i f можно с незначительной погрешностью при­ нять допущения i f = 0, Unp = 0 и выходное напряжение записать в виде u2 z=ul =Umsin(ùt для 0<cof<7E и и2 =0 для п<Ш<2к. Представление полученного выражения в форме ряда дает

u2 =Untl'K+(iUт/ 2)sinœ t - (2f/m/ 37u)cos2cot - (2t/m/l 5rc)cos4cot -...

При резистивной нагрузке выпрямителя формы выходного напряже­ ния и тока практически совпадают.

К основным недостаткам схемы следует отнести относительно не­ большое значение выпрямленного напряжения U0 - U m/n при высоком уровне пульсаций Um/2 на частоте питающего напряжения.

В большинстве приложений выпрямитель подключается к питактцсй сети через трансформатор (рис. 13.11,в). Силовой трансформатор обеспечи­ вает требуемый уровень напряжения и исключает непосредственную связь нагрузочной цепи с сетью питания, что при соответствующем заземлении гарантирует электробезопасность работы с приборами. Основными недос­ татками являются его большие г абаритные размеры и масса.

Вследствие низких энергетических показателей простые однополупериодные выпрямители используются только в устройствах с небольши­ ми токами потребления и невысокими требованиями к качеству выходного напряжения. Для улучшения параметров выпрямителей применяются бо ­ лее эффективные схемы (двухполупериодная мостовая или с трансформа­ тором, с умножением напряжения).

В двухполупериодном выпрямителе на основе трансформатора со средней точкой вторичной обмотки диоды и части вторичной обмотки ра­ ботаюг поочередно (рис. 13.12,аУ

Рис. 13.12. Двухнолупериодный выпрямитель (а \ диаграмма рабсил (б) и мосто­ вая схема выпрямления (в)

Положительная полуволна синусоидального входного напряжения Щ открывает диод Дь который пропускает ток в нагрузку Я, а отрицательная Полуволна открывает диод Д2, вызывая в нагрузке ток тог о же направления

ров С, и С2. Комбинация соединения диодов и конденсаторов дает воз­ можность построить схемы умножения с произвольным целочисленным коэффициентом. Очевидно, что схемы умножения эффективны в режиме весьма малых токов нагрузки (в режиме, близком к разомкнутым выход­ ным зажимам).

Разработана более сложная схема выпрямления для питания элек­ тронных приборов. Например, для операционных усилителей с двуполяр­ ным электропитанием применяется схема с мостовым выпрямителем и ем­ костной нагрузкой (рис.13.13,6).

Мощные выпрямители подключаются к сети трехфазного тока через трехфазный трансформатор (рис. 13.14,а).

Рис.13.14. Трехфазный выпрямитель (а) и диаграммы его работы (б)

Выпрямитель состоит из трех пар последовательно соединенных диодов, общие точки которых составляют положительный и отрицатель­ ный полюсы выходного напряжения. Диоды находятся в проводящем со­ стоянии в интервалах времени, когда напряжение одной фазы превышает напряжения остальных фаз (рис. 13.14,6). Диоды нечетной группы (Д,, Д2, Дз) открываются в моменты переключения положительных уча­ стков синусоид питающего напряжения (1, 2,3), а диоды четной группы - в моменты пересечения отрицательных участков (4,5,6). Каждый из диодов работает в течение одной трети периода, а в системе одновременно про­ водят ток два диода - один из нечетной, другой - из четной группы. Вы­ прямленное напряжение щ представлено огибающей кривых линейных

ным использованием трансформатора (без подмагничивания) и низким уровнем пульсаций.

Приведенные упрощенные схемы выпрямителей отражают только основные процессы, характеризующие принципы их функционирования. Реактивные элементы устройств изменяют форму кривых напряжений, что Влияет на моменты переключения выпрямляющих диодов и параметры Выпрямителей. Характер процессов в элементах выпрямителя и его пара­

метры зависят от вида нагрузки и номиналов ее элементов. Наиболее рас­ пространены резистивно-емкостная и индуктивно-резистивные нагрузки.

Наличие емкости С, включенной параллельно нагрузке R, изменяет режим работы диодов (рис. 13Л5,а).

Рис. 1.15. Выпрями!ель с емкое! ной нагрузкой (а) и диаграммы его работы (б)

Импульс тока, проходящего через диоды, заряжает конденсатор (рис. 13.15,6). При этом диод находится в открытом состоянии в интервале времени, когда напряжение вторичной обмотки трансформатора превыша­ ет напряжение конденсатора и2 = U0. Конденсатор играет роль накопителя энергии, которая в остальную часть периода поддерживает ток в нагрузке за счет разряда конденсатора. Для определения уровня пульсаций при дос таточно коротком импульсе тока Д t « T можно считать ток / 0 разряда конденсатора через нагрузку постоянным и время разряда равным 7/2. Из приближенного соотношения несложно определить амплитуду пульсаций выходного напряжения AU = 10Т/(2С) = /0/(2 /С ). При малом уровне пульсаций AU по сравнению с выпрямленным напряжением U0 = 2Um jn соотношения для тока заряда можно получить из условия баланса заряда

I A t = I0T/2.

Во многих устройствах нагрузка выпрямителя носит индуктивный характер и ее можно представить в виде последовательного соединения индуктивности и резистора (рис. 13.16,а).

б)

Рис. 13.16. Выпрямитель с индуктивной нагрузкой (я) и диаграммы работы (б)

Энергия, запасенная в индуктивности, поддерживает ток в нагрузке при уменьшении напряжения на части вторичной обмотки трансформато­ ра. Определим ток, проходящий через диод Дь часть вторичной обмотки трансформатора и индуктивность. К началу положительного полупериодм

виндуктивности имеется начальный ток / 0, образовавшийся в

предшествующем полупериоде (рис.13.16,б). Пренебрегая падением напряжения на открытом диоде Дь можно записать решение для тока в &£-цепи с начальным условием / 0 при воздействии Umsincof. Учитывая,

что в установившемся режиме значение тока в момент tx=Т/ 2 равно начальному: г(/1) = / 0, оценку амплитуды пульсаций можно представить в виде Д I = I0R/(4 / L) .

В момент изменения полярности напряжения на диодах происходит практически мгновенное переключение тока индуктивности в другую об­ мотку. При этом значение тока нагрузки изменяется весьма незначительно.

Малый уровень пульсаций в рассмотренной схеме на основе транс­ форматора со средней точкой имеет место только при полной симметрии секций вторичной обмотки. В противном случае в нагрузку проходит пе­ ременная составляющая с частотой питающего напряжения. Данную схему выпрямителя целесообразно использовать при не слишком больших на­ пряжениях, когда может сказываться падение напряжения на выпрямляю­ щих диодах.

Силовые преобразователи систем автоматики, в том числе выпрями­ тели, должны обеспечивать возможность электрического управления вы­ ходной мощностью в соответствии с задающим информационным сигна­ лом. Для этого в схемах выпрямителей диоды заменяют управляемыми по­ лупроводниковыми приборами (тиристорами, транзисторами). Выпрям­ ленное напряжение можно плавно изменять, регулируя время задержки от­ пирания силового полупроводникового прибора и появления тока.

Двухполупериодный р е г у л и р у е м ы й в ы п р я м и т е л ь на ти­ ристорах повторяет аналогичную схему на диодах, дополненную устройст­ вом управления (рис. 13.17,а).

Рис. 13.17. Схема управляемого выпрямителя (а) и диаграмма его работы (б)

Устройство управления тиристорами в каждый полупериод питаю­ щего напряжения вырабатывает импульсы тока управления i\y и *2У (рисЛ. 16,5). Тиристор Tj отпирается с задержкой cof, = а относительно начала, а тиристор Т2 - с задержкой ш/2 = 7г + а . В результате ток нагрузки

i(t) зависит от момента отпирания тиристора. Постоянная составляющая выходного напряжения определяется соотношением

U0 = (Um/n)(l + cosa).

Существуют множество схем на основе управляемых приборов и конструктивных решений регулируемых выпрямителей, которые удовле­ творяют широкому спектру поставленных требований.

В большинстве случаев переменная составляющая напряжения (пульсация) на выходе выпрямителя недопустимо велика для работы элек­ трических приборов. Для снижения переменной составляющей выпрям­ ленного напряжения между нагрузкой и выпрямителем включается конст­ руктивно завершенный блок сглаживающего фильтра.

Наибольшее распространение получили однозвенные индуктивноемкостные (рис. 13.18,а) и резистивно-емкостные (рис. 13.18J5) фильтры.

L Лф

Рис. 13.18. Сглаживающие фильтры LC (а) и RC (б) типа

В LC-фильтрах эффект сглаживания тока реализуется за счет после­ довательно включенной индуктивности, имеющей высокое сопротивление переменному току, а пульсации напряжения снижаются за счет малого со­ противления конденсатора для переменной составляющей. Анализ частот­ ных характеристик сглаживающих фильтров позволяет определить преоб­ разование спектра сигнала при его прохождении с входа на выход.

В силовых устройствах принята интегральная оценка эффективно­ сти фильтра, называемая к о э ф ф и ц и е н т о м с г л а ж и в а н и я qf ко­ торый равен отношению амплитуд основной гармоники пульсаций на вхо­ де и выходе фильтра: q = Ulm/U 2m. Если к силовому преобразователю предъявляются требования по уровню гармонических составляющих на выходе, то можно ввести коэффициенты сглаживания по каждой гармони­ ческой составляющей или требуемому числу гармоник.

Определим коэффициент сглаживания LC-фильтра с резистивной на­ грузкой R на гармонике пульсации Leo,. Для обеспечения эффекта сглажи­ вания и исключения резонансных явлений емкостная проводимость долж­ на существенно превышать резистивную L(ÛJC/Î » 1 и L2CD2LC>1. Для ли­ нейной модели фильтра можно получить выражение коэффициента сгла­ живания на к -й гармонике пульсаций в виде qk = L2CD2LC -1 . Например, включение фильтра с L - 1 Гн и С= 100 мкФ на выходе однополупериодного выпрямителя на основной гармонике частоты пульсаций, совпадающей с частотой питающей сети /= 50Г ц , обеспечивает коэффициент сглажива­ ния q ~ 9 при сопротивлении нагрузки R » 3 0 О м .

Существенным недостатком LC-фильтров являются большие габа­ ритные размеры дросселя и технологические сложности его изготовления. Высокий коэффициент сглаживания, реализуемый при малых потерях в контуре, приводит к большой длительности переходных процессов. При малых выпрямленных токах (десятки миллиампер) иногда используют RC- фильтр, коэффициент сглаживания которого можно оценить по формуле qk - k со,/?фС. Приведенное соотношение справедливо для работы фильтра

на нагрузку R » R ^ .

Для увеличения коэффициента сглаживания можно применить кас­ кадное соединение нескольких фильтров. Однако такое решение для сило­ вых устройств существенно снижает КПД системы и увеличивает габарит­ ные размеры фильтра. В мощных выпрямителях используют многофазные схемы, которые обеспечивают небольшой уровень пульсаций с частотой, в несколько раз превышающей частоту питающей сети, что позволяет уменьшить номиналы элементов фильтра. В системах электропитания уро­ вень пульсаций снижают с помощью стабилизаторов напряжения.

К источникам электропитания электронных устройств предъявляют­ ся высокие требования относительно стабильности уровней выходного на­ пряжения с заданными весьма малыми амплитудами пульсаций. Выходное напряжение выпрямителей может изменяться при воздействии дестабили­ зирующих факторов: изменения питающего переменного напряжения, ва­ риаций нагрузки, колебаний температуры, дрейфа значений параметров элементов. Нестабилизированный выпрямитель имеет два основных не­ достатка:

•большое выходное сопротивление, вызывающее нестабильность выходных характеристик;

•нестабильность входных параметров, связанную с практически единичным коэффициентом передачи вариаций входного напря­ жения на выход.

С т а б и л и з а т о р постоянного напряжения включается в канал передачи энергии от источника (сети постоянного тока или выпрямителя) к нагрузке для получения выходного напряжения, незначительно зависящего от дестабилизирующих факторов.

В силу слабой зависимости выходного напряжения стабилизатора от колебаний подводимого напряжения он должен значительно снижать уро­ вень пульсаций, т. е. выполнять функции фильтрации. Следует учитывать, что фильтрующие свойства стабилизатора на гармониках пульсаций зави­ сят от его частотной характеристики.

По принципу действия различают параметрические и компенсацион­ ные стабилизаторы. Параметрические стабилизаторы используют нели­ нейность характеристики элемента, подключаемого параллельно нагрузке. На рабочем участке вольт-амперная характеристика стабилизирующего

элемента обеспечивает небольшие вариации напряжения в при большом изменении тока. Наиболее распространена схема параметрического стаби лизатора на стабилитроне (рис. 13.19,а).

Рис. 13.19. Параметрический стабилизатор (а), характеристика стабилитрона (б) и стабилизация с усилением (в)

В полупроводниковых стабилитронах областью стабилизации явля ется обратная ветвь вольт-амперной характеристики р-п перехода со ела бой зависимостью напряжения от тока (рис.13.19,б). Значение напряжения стабилизации С/Ст различных стабилитронов находится в пределах от еди­ ниц до сотен вольт при токах через стабилитрон до ампера.

Основным параметром стабилизатора является коэффициент стаби­ лизации по напряжению, равный отношению относительных изменении напряжений на входе и выходе стабилизатора:

Аиг = гстА/^ , где гст - дифференциальное сопротивление стабилитрона на рабочем участке. Несложные преобразования дают приближенное выра­ жение для вычисления коэффициента стабилизации £ст ~U 2RQ/(U1R).

Относительную величину изменения выходного напряжения при ва­ риации температуры определяет температурный коэффициент напряжения стабилитрона а = А(7ст/(СУстА7"). Для компенсации влияния температуры на характеристики стабилизатора последовательно со стабилитроном вклю­ чают диод в прямом направлении с противоположным по знаку темпера турным коэффициентом.

Параметрические стабилизаторы напряжений применяются при ма­ лых выходных токах. Максимальная выходная мощность ограничивае i ся предельными значениями тока стабилизации. Мощность нагрузки может быть увеличена включением на выходе эмиттерного повторителя (рис. 13.19,в).

Стабилизаторы напряжения характеризуются следующими осноьными параметрами:

•номинальным входным U\ и выходным L/2 напряжениями;

•номинальным выходным током /2 и пределами его изменения;

•относительной нестабильностью выходного напряжения Аи2/ L

•коэффициентом стабилизации кстпо входному напряжению;

•уровнем пульсаций выходного напряжения;

•выходным сопротивлением;

•температурным коэффициентом изменения выходного напряжения;

•коэффициентом полезного действия.

Для повышения стабильности выходного напряжения применяются двухкаскадные или мостовые схемы, а также более сложные транзистор­ ные структуры. Высококачественные параметрические стабилизаторы применяются в качестве источников опорного напряжения и в других уст­ ройствах, в том числе в мощных стабилизаторах.

К о м п е н с а ц и о н н ы й с т а б и л и з а т о р использует свойства цепи отрицательной обратной связи, содержащей прецизионный источник опорного напряжения (ИОН), элемент сравнения (ЭС) и усилитель (У) разностного сигнала (рис. 13.20,а).

Рис. 13.20. Сзрукзура (а) и схема (б) компенсационного стабилизатора

При отклонении выходного напряжения Ui от опорного уровня UQ„ элемент сравнения вырабатывает разностный сигнал Up, который усилива­ ется и воздействует на регулирующий элемент (РЭ), управляющий током для получения компенсации изменения входного напряжения. Регули­ рующий элемент обычно реализуется на основе силового транзистора, ко­ торый обеспечивает заданный ток нагрузки.

Энергетическую эффективность стабилизатора, характеризуемую КПД т]= 1 -Л Р/Рх, можно оценить в предположении, что основные потери энергии АР приходятся на РЭ. В зависимости от режима работы силового полупроводникового элемента (транзистора) при воздействии сигнала управления стабилизаторы делятся на непрерывные (в линейном усили­ тельном режиме) и импульсные (в режиме переключения).

Разновидности компенсационных стабилизаторов непрерывного ти­ па (аналоговые) отличаются исполнением ИОН, органа сравнения и усили­ теля сигнала в цепи ОС. Стабилизатор с эмиттерным повторителем можно интерпретировать как простую схему, осуществляющую компенсацион­ ный принцип управления (рис. 13.19,в). Увеличение входного напряжения Ui вызывает рост тока нагрузки, что приводит к повышению выходного напряжения U2. При постоянстве напряжения £/ст на стабилитроне Д (ИОН)

происходит уменьшение входного сигнала эмиттерного повторителя (на пряжения «база - эмиттер» транзистора {Убэ= Ц т - U2 X которое приводит к уменьшению выходного напряжения. Коэффициент стабилизации приве денной схемы совпадает с коэффициентом стабилизации входящего в уст ройство параметрического стабилизатора, поскольку коэффициент переда­ чи цепи ОС равен коэффициенту усиления эмиттерного повторителя уи= 1 По существу, простейший компенсационный стабилизатор можно рас сматривать как схему параметрического стабилизатора с выходным эмиь терным повторителем.

Можно существенно повысить коэффициент стабилизации, включ в цепь ОС усилитель на транзисторе Ту, нагрузкой которого служит цепь базы проходного транзистора Тп (рисЛ3.20,6). Потенциал эмиттера Ту за дается напряжением Цт на стабилитронеД , а потенциал базы определяе ! ся делителем выходного напряжения. Фактически переход «база - эм т- тер» усилительного транзистора включен в диагональ мостовой схемы Любое изменение выходного напряжения U2 создает входной ток усили теля /у, вызывающий изменение его коллекторного тока /к, который в свою очередь приводит к соответствующему изменению базового тока /б про

ходного транзистора Тп и компенсации приращения выходного напряже­ ния за счет изменения его напряжения «коллектор - эмиттер». Перемен­ ный резистор /?4 предназначен для установки требуемого уровня выходно­ го напряжения U2.

Функциональные блоки устройства управления, обеспечивающего обратную связь с выхода стабилизатора на регулирующий элемент и за­ данные параметры, выполняют по различным схемам на основе базовых аналоговых преобразователей. Источник опорного напряжения ИОН стро ится на основе стабилитрона, для питания которого используется схема ис­ точника тока (токового зеркала). Схема сравнения и усилитель выполня­ ются на основе балансного (дифференциального) каскада или многокас­ кадного усилителя с входным дифференциальным каскадом.

Конструктивно завершенные стабилизаторы в виде интегральных микросхем, наряду с указанными блоками, содержат дополнительные схе­ мы защиты (например, от перегрузки по выходному току). Микросхемы стабилизаторов обычно рассчитаны на небольшие токи (до единиц ампер). Для получения стабилизаторов с большими выходными токами ИМС до­ полняют внешними проходными транзисторами, чтобы образовать состав­ ной транзистор, рассчитанный на требуемую выходную мощность. Мощ­ ные проходные транзисторы снабжают теплоотводом с целью предотвра­ щения их перегрева.

Потери мощности на проходном транзисторе, работающем в актив­ ном режиме непрерывного регулирования, значительны, так как изменение его эквивалентного сопротивления должны скомпенсировать влияние дес-