книги / Цифровые измерительные преобразователи и приборы

теристикам эти группы существенно различаются. Цифровые вольт­ метры временного преобразования относительно просты, имёют сред­ нее быстродействие, в них используются, как правило, типовые эле­ менты импульсной техники, в связи с чем они получили довольно широкое распространение.

Однотактные вольтметры

В однотактных цифровых вольтметрах измеряемое напряжение сравнивается обычно с напряжением развертки, изменяющимся по линейному закону и создаваемым генератором пилообразного напря­ жения (ГПН). Интервал времени от начала процесса сравнения до момента равенства сравниваемых напряжений пропорционален изме­ ряемому напряжению и определяется путем заполнения его импуль­ сами опорной частоты. Пилообразное напряжение получается за счет приблизительно линейного участка экспоненты, характеризующей заряд или разряд емкости в ГПН. Основные погрешности метода за­ ключаются в отличии пилообразного напряжения от идеальной формы (нелинейность, нестабильность угла наклона и’уровня и т. п.). Поэ­ тому иногда используют развертку в виде напряжения, меняющегося по экспоненте, т. е. соответствующего естественному ходу процесса заряда или разряда емкости. В этом случае характеристику напря­ жения развертки можно получить близкой к идеальной, однако из-за сложности последующих функциональных преобразований в ЦИП этот вариант большого распространения не получил.

Структурная схема простейшего однотактного цифрового вольт­ метра показана на рис. 3.29, а. Генератор (ГИ) опорных импульсов через делитель частоты ДЧ запускает генератор пилообразного на­ пряжения ГПН, который пусковым импульсом № Î через триггер Тг открывает ключ Кл. Через ключ на цифровой счетчик ЦС проходят импульсы опорной частоты /0ДО момента времени, при котором Un = = Ux. Соответствующий интервал времени

т. е. пропорционально измеряемому напряжению.

Как уже указывалось, в данном случае ГПН является основным источником погрешностей за счет смещения пилообразного напряже­ ния (Д tx на рис. 3.29, б) и изменения его наклона (Д /3) и за счет его нелинейности (Д /2). Поэтому к ГПН предъявляются очень жесткие требования. В большинстве точных цифровых вольтметров в качестве ГПН используют интегратор на усилителе постоянного тока. Быстро­ действие вольтметра (до нескольких тысяч измерений в секунду) ог­ раничивается быстродействием используемых элементов (в основном

цифрового счетчика), потому что в каждом цикле измерения время постоянно. Так, например, при необходимой погрешности кванто­ вания не более 0,1 % за tn через ключ должно пройти не менее 1000 импульсов, что при /о = Ю6 гц ограничивает быстродействие прибора значением 1000 изм!сек.

В некоторых случаях применяют ациклический режим работы однотактных вольтметров, при котором пилообразное напряжение

а)

Рис. 3.29. Структурная схема однотактного цифрового вольтметра (а) и ее характеристики (б):

№'/ — пусковой импульс; №2—запирающий импульс; №3 —

импульс сброса п о к а за н и й

действует только до момента, когда Un = Ux, после чего начинается новый цикл измерения. В таких приборах отсчет связывается с мо­ ментом, когда Un = Ux, что позволяет уменьшить динамическую ошибку измерения и сократить среднее время измерения. Однако это достигается только при существенном усложнении схемы прибора, поэтому обычно отсчет показаний синхронизируется с началом или концом цикла измерения. Как видно из рис. 3.29, б, при изменяющемся Ux возникает динамическая погрешность измерения Дд. При опреде­ ленной скорости изменения Ux измерение становится невозможным, так как не будет пересечения кривой напряжения Un с кривой изме­

ряемого напряжения Ux. Эта максимально допустимая скорость

и его диапазоном измерения.

Для устранения влияния нестабильности начального уровня пилообразного напряжения часто используют схему с двумя сравни­ вающими, устройствами, в одном из которых опорным уровнем явля­ ется нулевой потенциал, а в другом — измеряемое напряжение Ux. Преимуществами при этом являются взаимная компенсация погреш-

Рис. 3.30. Структурная схема цифрового вольтметра В7-8 (а) и его характеристики (б)

ностей сравнивающих устройств, возможность выбора рабочего ин­ тервала (Q на среднем (наиболее линейном) участке пилообразного напряжения и возможность автоматической фиксации полярности Ux

спомощью дополнительного триггера, определяющего очередность работы сравнивающих устройств.

Все указанное учтено, например, в цифровом вольтметре В7-8, упрощенная структурная схема которого показана на рис. 3.30, а [4].

Входное напряжение Ux инвертируется относительно нулевого уровня двухтактным усилителем постоянного тока УПТ. Сравнение

спилообразным напряжением (рис. 3.30, б) осуществляется разно­ стным методом, на среднем его участке, что позволяет существенно снизить погрешности прибора. Импульсы от сравнивающих устройств через триггер Тгг открывают и закрывают ключ Кл. Общий цикл

преобразования, в отличие от схемы рис. 3.29, задается не делителем частоты, а дополнительным цифровым счетчиком ЦС2>заполняемым импульсами опорной частоты fQдо определенного числа импульсов. Считывание показаний с основного счетчика ЦСг включается с помощью ЦС2 с некоторой задержкой, определяемой параметрами линии за­ держки ЛЗ.

В схеме имеется дополнительный триггер Тг2, управляющий со­ стоянием указателя полярности УП за счет изменения очередности (рис. 3.30, б) импульсов сравнивающих устройств при изменении по­ лярности входного напряжения. Импульс, поступающий на вход / триггера Та2, может изменить состояние его выхода только с 0 на 1,

Существенное влияние на точность однотактных цифровых вольт­ метров оказывает дрейф нуля сравнивающего устройства. В гл. II указывалось на возможность применения аналоговой или цифровой автоматической коррекции дрейфа нуля СУ.

Один из возможных вариантов цифровой автокоррекции дрейфа нуля [10] приведен на рис. 3.31. Здесь коррекция проводится в каж­ дом цикле измерения. Чтобы проводить коррекцию реже, необходимо дополнить схему запоминающим регистром. Точность установки нуля повышается за счет использования одних и тех же узлов как в такте коррекции, так и в рабочем такте. Цикл измерения состоит из двух тактов. В первом такте (коррекция) пусковой импульс от управ­ ляющего устройства УУ запускает генератор пилообразного напряже­ ния (ГПН) и одновременно перебрасывает триггер знака Тг311. Послед­ ний воздействует на переключатель П так, что вход СУ оказывается подключенным к земле, т. е. входное напряжение сравнивающего

По сравнению с однотактным двухтактный вариант цифрового вольтметра характеризуется более низкими требованиями к чувст­ вительности и входному сопротивлению СУ и меньшим значением об­ щей погрешности. Меньшее значение погрешности объясняется в ос­ новном тем, что в обоих тактах работы участвуют одни и те же узлы и элементы прибора; это способствует компенсации их специфичес­ ких погрешностей. Например, нестабильность частоты генератора импульсов не влияет на величину общей погрешности, так как форми­ рование tn и измерение tx осуществляются с помощью одних и тех же генератора и счетчика. Кроме того, в; выражение, полученное для /г, не входят значения частоты /0 и емкости конденсатора С, а значения сопротивлений резисторов R2и Rx входят в виде отношения. Сопротив­ ления открытых ключей Кл1 и Кл2значительно меньше сопротивлений последовательно включенных резисторов Ri и R2, т. е. также не ока­ зывают существенного влияния на общую погрешность. Как показы­ вают теоретические исследования, в значительной степени компен­ сируется и составляющая погрешности, определяемая нелинейностью интегратора. Основными источниками погрешности двухтактного вольтметра являются нестабильность источника опорного напряже­ ния (У0, остаточные напряжения открытых ключей Клх и Клг, дрейф нуля УПТ и нестабильность СУ, К недостаткам двухтактного варианта по сравнению с однотактным относятся более низкое быстродействие

инеобходимость периодической коммутации входа УПТ Подробный анализ инструментальных погрешностей двухтактных

цифровых вольтметров выполнен в [33]. Так как отдельные составля­ ющие инструментальной погрешности взаимно независимы и носят случайный характер, то для оценки точности следует пользоваться среднеквадратичной погрешностью. Доказано, что у большинства составляющих инструментальной погрешности значительно меньшие значения, чем у однотактных цифровых вольтметров.

Погрешность нелинейности интегратора

Из (3.27) следует, что ô„ зависит от соотношения tx и tnи равна нулю при tx = /и. При других соотношениях возможна только частичная компенсация этой погрешности, но при применяемых обычно значе­ ниях tn = 20-7-40 мсек создание интегратора с погрешностью, не превышающей 0,01%, не вызовет особых трудностей. Для уменьшения fiHжелательно значение опорного напряжения выбирать равным [33]

Uо 0,5t/vmax*

Как указывалось, влияние сопротивления RB открытых ключей Клх и Кл2относительно невелико, тем более, что источником погреш­

ности является разность изменения сопротивлений ключей. Однако это справедливо только, если R3 значительно меньше сопротивлений интегрирующих резисторов ^ и /?2. В качестве ключей Кл1 и Кл2 желательно использование плоскостных полевых транзисторов, у ко­ торых достаточно мал температурный коэффициент сопротивления R3 n довольно велико значение сопротивления в разомкнутом состоя­ нии. Повышение значений сопротивлений резисторов R1 и R2 ограни­ чивается соответствующим уменьшением тока интегрирования I в них, значение которого желательно иметь намного больше, чем входной

либо использовать в интеграторе усилитель с модуляцией, либо (что значительно проще) применять во входном каскаде усилителя инте­ гратора полевые транзисторы. В последнем случае можно реализо­ вать интегратор с /„ = 10~9 а.

В этом случае должно быть

100/и

^0и 1

где бн —допустимое значение погрешности интегрирования, %. Так как

то необходимо выполнение неравенства

Погрешность дрейфа нуля интегратора обычно не играет суще­ ственного значения для двухтактного цифрового вольтметра, так как в данном случае важна лишь кратковременная стабильность выходного уровня в интервале цикла преобразования /ц. Однако при использова­ нии в интеграторе полевых транзисторов может возникнуть необхо­ димость компенсации дрейфа нуля.

Один из возможных вариантов [34] компенсации дрейфа нуля УПТ интегратора и усилителя У сравнивающего устройства показан упро­ щенно на рис. 3.33. К обычной схеме вольтметра здесь добавлены конденсатор С2 и ключи Кл3 и Кл4. Компенсация дрейфа нуля осуще­ ствляется следующим образом.

При измерении напряжения Ux ключи Кл3 и /Сл4 заперты. После окончания цикла измерения начинается цикл компенсации, в кото­ ром ключи Кл3 и Кл^ открываются. При этом на конденсаторе С2 образуется напряжение, равное суммарному дрейфу нулей обоих усилителей, приведенному ко входу УПТ. Следовательно, дрейф нуля УПТ оказывается равным напряжению на конденсаторе С2, поделен­ ному на коэффициент передачи усилителя У. При следующем цикле измерения напряжение на конденсаторе С2 создает на входе интегра-

тора ток, компенсирующий его дрейф нуля. Если ключи Кл3 и Кл4 выполнены на полевых транзисторах, то легко реализуется разност­ ный дрейф нуля, не превышающий 1 мв на Г С. Поэтому для обеспе­ чения общего дрейфа нуля в пределах 10 мкв на 1° С достаточен коэффициент передачи усилителя У порядка 100.

Как следует из самого принципа действия, в двухтактном варианте значительно ниже влияние помех и наводок в цепи измеряемого на­ пряжения Uх за счет усреднения его при интегрировании. Полное устранение влияния помехи определенной частоты достигается в том случае, если интервал интегрирования равен или кратен периоду помехи. Так как основную роль обычно играет сетевая помеха часто­ той 50 гц> то помехоустойчивый интегрирующий вольтметр имеет быстродействие не более 50 изм./сек, потому что при частоте 50 гц интервал (идолжен быть 20 мсек.

Рис. 3.33. Структурная схема компенсации дрейфа нуля двухтактного цифрового вольтметра

В цифровых вольтметрах относительно невысокой точности (с до­ пустимой погрешностью 0,2 -s- 0,5%) иногда используют простой интегратор на ферромагнитном сердечнике, характеризуемом прямо­ угольной петлей гистерезиса, с тремя обмотками wlt w2и w3. В осталь­ ном схемы таких вольтметров аналогичны схеме рис. 3.32, а. Невы­ сокая точность объясняется при этом нелинейностью характеристики сердечника (особенно ее начального участка) и влиянием на нее изме­ нений окружающей температуры.

Если к обмотке wx такого сердечника на время tn подключить из­ меряемое напряжение Ux, то .

dt Wi

и приращение магнитного потока в сердечнике

где Ф0— начальное значение магнитного потока в сердечнике. Затем к обмотке w2 прикладывается опорное напряжение U0 и

происходит обратное перемагничивание сердечника, время которого

т. e. пропорционально измеряемому напряжению и может быть опре­ делено путем подсчета количества п импульсов опорной частоты, поступающих на счетчик в данный промежуток времени. При этом' в выходной обмотке о>3 в первом и во втором такте индуктируются импульсы прямоугольного напряжения разной полярности, исполь­ зуемые для управления работой ключей.

В варианте двухтактного интегрирования, предложенном япон­ ской фирмой «Екогава дэнки», вместо пилообразного напряжения

Рис. 3.34. Структурная схема двухтактного интег­ рирующего цифрового вольтметра японской фирмы «Екогава дэнки» (а) и его характеристики (б)

используют переключаемое опорное и треугольные или прямоуголь­ ные тактирующие импульсы. Основная структурная - схема этого варианта и графики изменения напряжений на СУ приведены на рис. 3.34. Здесь на СУ подаются напряжение £/„, являющееся интегра­ лом суммы Ux d t £/0, и треугольное напряжение t/T, подаваемое от генератора опорных импульсов ГИ через делитель частоты ДЧ гене­ ратором треугольных импульсов ГТИ, период которых Тг кратен периоду импульсов напряжения сети. В моменты t/H= Ят сравниваю­ щее устройство посылает импульсы, управляющие через управляющее устройство УУ ключом Кл, и импульсы на переключатель Я, переклю­ чающий полярность (рис. 3.34, б) опорного напряжения UQ. Для ука­ занных моментов можно составить равенство