книги / Методы и устройства обработки сигналов в радиотехнических системах

-

70 -

Для нормальных процессов

величина

6 n / d

связана

с числом

мойной

квантования п

соотношением: &n/d -

п / б

,

Если

предпо-

чалтгь,

что ширина интервала квантования

d

меньше,

чем средне-

квадратическое значение

сигнала <эп

,

то в

( 2 )

можно пренебречь

реляционной функциишумов квантования

RAn ( т)

будет

равно:

•

с »

Зависимость

рассчитанного

по (3>

нормированного п о т р е т ь е г о

.катаемого

в

выражении ( I )

от

з н а ч е н и я межкадрового

коэффи­

циента

корреляции

рп (Т)

и

числа уровней квантования

п

представлена

на рис.

I ,

Можно

в и д е т ь ,

что

величина

R^nМАЦ

бистро

уменьшается с

уменьше­

нием коэффициента

фп (?)

и

и з превьвиает

ТО % при

п

= 4 .

Использование трех

разрядов

квантования

в канале

оценки

покадрового

коэффициента кор­

реляции дает

величину

не более 2 % при pn(t)-1 .

Второе

слагаемое

в

выра­

жении ( I ) может быть представ­

лено

в

следуйдем

виде

[4 ]

*п лп (t)a З с *ft*(г)

£

(- i) Ke*p [-S n *к *

( j r

f ]

4 *0 '

Этот

ряд

сходится

довольно

быстро иуж е при_вп/с( < 1

достаточно,

сохранить

лишь первый

член

суммы ( т .е . К * 1 ) .расчет по (4 )

но­

рмированного №

$ [}(Т )

Р

УР9Р№И

тования

п ,

лрвдставлец

р#е.

2 .

прцве^еннр^

зависимости

ви­

нт»,

что

уitti

при

'А = 4

(т;. е . * при дву# разрядах

квантования)

к

второе

слагаемое в

выражении

( I ) не превышает

значения

и ,25 • 1 0 ^

L\зтом

(-лучин можно

говорить

о

слабом

влиянии

взаимной

корреля-

рами на ПЗС .и

микропроцессорах. - М.: Радио и связь, 1086. - С. 16 ;.

2 . Балл Г.А . Аппаратурный корреляционный анализ случайных про

цессов.

- И .:

Мирv J9 6 8 . - С. J9 6 .

3 .

Деч Р. Нелинейное *преобразование случайных -процессов: Нер.

с англ.

/ Под ред. Б.гР. Левина. - М.: Сов. р ади о, d965. - С. 206,

4 . Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. 2 -е изд. - М. :

Радио и

свя зь,

1982. - С .-624.

УДК

6 2 1 .3 9 1 (0 0 7 }

В.П.Косс

Сл«ди различных обобщений теоремы отсчетов известны многокана­

льны? системы дискретизации сигнала. К ним относятся

системы диск-

ги.тпим

запаздывающими отсчетами,

системы с отсчетами проиэвид-

с

о-хсчетанн

преобразования Гильберта и другие. Подробный ена-

•ии j-.MifHV

систем,

названных системами

дискретизации

N -го порядка

Функции

•■дней переменной приведен

в f l ]

Переход к дискрети-

1ыцщ

М

го

порядка позволяет многократно увеличить

интервал между

upn Lогиин■\*ши

их общего количества, а тгкже получить болое оконо-

и мокротно

представление колебаний с полосовым спектром.

Структурнол схема обобщенной системы дискретизации

N -го

nip ямка

(рис

I)

содержит входные

и выходные

фильтры ( Ф ) , диск-

р.-тизатиры (Д

)

и сумматор

( £

)• Анализ

проводится

примените-

лык» к двумерному сообщению, например для неподвижного изображе­

ния, оишч-гчемого фикцией

$ ( * i y ) с ограниченным пространственным

('.ижтром

5 (LOX t oJy)

L области пространственных частот

сох , соу

лн?Ь*т‘.‘И1:

« м л

(рис.

Г) может быть

описано выражением

[ I ]

S (ь>х ,ь*у)

-

пространственные спектры передавае­

мого

и восстанавливаемого

изобра­

жений;

-

коэффициенты перодатм

рходныу

и

хдглодных фильтров;

-

период дискретизации ро у

иэоб-

ражения с верхними грачиными час­

то там пространственного спектра

риг;. Z представлены

s *

ма

сечения

пространственных

спектров,

иро-

цг ».у**ти.,ир| манных в направлении

у

функций

. . . ,

f M(xf ij)

и.« пзобра. ;нип с неытрпшшм (а)

и анизотропный спектрими

(б ) . Оче-

V*»),

что \ыя неиокаминной передачи

видеоинформации

необходимо,

$(0Ух ,Ь)у)

от модуляционных спектров.

Как видно из рис. 2 , при \ь>х \> 0 .х1

основная и побочные

составляющие

спектра продиекретизированного

в направлении у изо­

нных частот, совпадающей с исходным спектром

а?у)

, спект­

ральные сомножители $(ь)х ,(А)у-т ^ - )

в ( I )

равны нулю при

\tox \>&x1

и гл / 0 . Ь таком случае для выполнения условия

(2 ) достаточно

потребовать, чтобы в выражении ( I )

сумма по

п

при

т 4 0 рав­

няю сь нули в диапазоне пространственных частот

\сох

|4

. Это

оз»: чает, что систему уравнений ( I )

можно разбить на две

части:

при

\(ох \£ Я х{

,

(4 6 )

при

Qx/ < | « J

< Qx .

Считая,

что

Кп1 (и>х , и>д) » О при /?.= 2 , 3 , . . . , А/

и

l a y

>S2x f

, из

(46) получаем:

^

по пространственной частоте

сох

до величины Сг/<б^

и при известной характеристике фильтра Фц

из (46)

можно найти

коэффициент передачи фильтра ф# в интересующей нас

области

пространственных частот при lcox | > &xi

. Система уравнений (4а)

позволяет

по заданным характеристикам

(сох> ь>у)

найти харак­

теристики

выходных фильтров при |ak|<

. Поскольку в обоих

области

частот, как и в

случае одномерной дискретизации N

-го

порядка,

модуляционные

спектры могут подавляться независимо

от

уравнений (4е) необходимо решать при

т = 0 , 1 , . . . , fM

[ I )

Можно показать, что в

случае дискретизации

изображения с изо­

тропным спектром

(рис. 2 , а)

функции f 2 (x,y ) ...

1Ы(х, у)

могут

быть дополнительно ограничены (при £>х

)

по пространствен­

ней частоте сох

до величины

£>xi = Slx { ( N * - l) / N a

,

(о)

также обобщены на

многомерные сообщения. Это позволяет, передавая

в составе видеосигнала опорных строк сигналы межстрочных и межка­

дровых разностей,

сократить полосу частот сигнала ТВВЧ на радио­

частоте до 16 МГц

[ 2 ] „

1,

Игнатьев И.К. Дискретизация и ее приложения.

Спя.п ,

1980.

_

2 .

Коос

В .П ., Мамаев

Ю.Н. Сжатие спектра сигнала

ТШИ //

Т ез. докл. Всесоюзной науч.-тохн.конференции “Развитие

и

ссиер-

шоистволаиио

технических

средств телевизионного вещаиип"

М.:

Радио и

свя зь, I9B 8.

6 __

''

" W ’ f

Л Л

jr -tf

На рис. 2 , в изображен нормальный^закон распределения времен­

ного

сдвига

Т

,

обусловленного

шумами в канале

сторонней

стан­

ции,

относительно

момента

(при условии отсутствия шумев).

При этом дисперсия

временного

сдвига Т

зависит

от энергетичес­

кого

отношения сигнал/ломеха

а

и определяется

выражением

[з ,

с . I I 9 ]

*

/

’

АР -

*

~ 3<1 (2лAF^

где

эффективная ширина спектра

сигнала сторонней

станции.

Обозначим:

С -

событие

сбоя

синхронизма ключевых функций;

Аа-

событие попадания момента

t-L в

интервал длите­

льности

Т

л-й строки в передатчике;

6, -

событие

попадания

в передатчике за

пределы

интервала Т

а

-й

строки,

т .е .^ < л Т

^>/tT ;

As - событие попадания момента

в интервал

длите­

льности

Т

гь-Й строки в приемнике;

-

событие

попадания

£•

в приемнике аа приделы ин­

тервала

Т

п.-Й

строки,

т .е . ti< n T и i^> nT

Считая события А^

и Аг

и

независимыми, получаем

Т:,.да

вероятность

сбоя Р (0) = P (A j)

PxBg) ♦*

P(Ag)

P (B j)«

Полнгая,

что

вероятность

сбоя при равных

отношениях ф

скг—

•лал/'иомоха в

каноле сторонней

станции

на передающей

и приемной

ст о -

рмне

одинакова, имеем

T/£

“т/i

^

|U3

U^l.lir J.ur\u

P(c) = 2P(A,)-Р(Ь,)=2

Uftydt {[ \P3

т/г-п

■

v z

I. - T . i - 4

№ ) ,

Применяя

интo iрал вероятности

(6 ( 2 ) и свойство Ф( - 2 ) = I

получцем

т/г

Р / сД -1

- т / э

с

Расчеты подынтегрального выражения приведены в

таблице, а

на

рис. 3 представлено распределение вероятности сбоя

на интервале

II -П строки.

0

ш

Рис.З

6

\

Используя численный метод ин­

7

>

^ • ,0*

тегрирования, получаем

сред­

нюю вероятность сбоя

APz10s

Для различной ширины спектра

стороннего сигнала

и отноше­

I

ния сигиал/помоха

q,

рассчи­

таны зависимости срёдней ве ­

20

30.

40

роятности сбоя, которые

при­

\и- учтено, что

Рис. 4

ведены на рис. 4 . При

этом

ошибка в моментах переключения генераторов

ключевых

•{•умкмий л-рндатчика и приемника во время действия синхроимпульса

cvpr.K н»' приводит к сбою синхронизма.

il..'iy4 !iiMLH

выражения

и рассчитанные зависимости позволяют по

с магнитного носителя информации, являются выпадения [ i ]

D [2 ]

предложен метод борьбы с выпадениями, основанный на фазовых

пр