книги из ГПНТБ / Фролкин В.Т. Импульсная техника учебное пособие для радиотехнических факультетов высших учебных заведений

Отметим также, что для режима усиления 1 входная и выходная эквивалентные схемы транзистора часто объе­

а)

Рис. 1. 8. Эквивалентные схемы транзистора по переменным

составляющим в режиме передачи.

Режим отсечки 2 характеризуется неравенством Uэ < О (транзистор типа «р — п — р»)..

Режим насыщения определяется выходными характери­ стиками (см. рис. Г. 6, а) и наступает при попадании рабочей точки на линию с наклоном г2,н, аналогичную линии кри­

тического режима в лампах. Для плоскостных триодов условие режима насыщения записывают часто в следую­ щем виде:

грузках в цепях базы и коллектора имеют падающий участок, что позволяет осуществить на одном триоде двухполюсный генератор подобно динатронным или транзитронным гене­ раторам на электронных лампах.

Релаксационные импульсные генераторы, построенные на точечных триодах, содержат минимальное число элемен­ тов,- а следовательно, имеют минимальные вес и габариты.

Однако точность этих генераторов весьма низка, поскольку их параметры в значительной степени зависят

20

от характеристик триодов.,. имеющих, в частности, большой производственный разброс. .

Поэтому в настоящее время основное внимание обращено на проектирование импульсных схем на плоскостных трио­ дах, аналогичных соответствующим ламповым схемам и по­ зволяющих получить более высокие уровни мощности выход­

ных сигналов.

Следует отметить, что в настоящее время созданы первые образцы так называемых «лавинных» плоскостных триодов с коэффициентом усиления по току а > 1, которые свободны от ряда недостатков, присущих точечным триодам, и, по-види- мому, должны найти при­

ных триодах, которые и рас­ сматриваются в данной книге.

Переходные характери­ стики транзисторов. В связи

21

быть использована эквивалентная схема для режима пере­ дачи (рис. 1. 10), где эквивалентный генератор тока в цепи коллектора включает комплексный коэффициент усиления по току а. (р)

в режиме насыщения и плотность зарядов около коллектор­ ного перехода велика. Поэтому при отрицательном пере­ паде входного импульса и прекращении (или изменении полярности) тока базы (момент вначале изменения кол­ лекторного напряжения не происходит, пока не закончится рекомбинация зарядов вблизи коллекторного перехода.

Для приближенного определения времени рекомбина­

сумму двух токов — тока, эмиттируемого эмиттерным пере­ ходом, и тока, эмиттируемого коллекторным переходом,

22

смещенным в это время так же, как и эмиттерный переход, в прямом направлении. При таком рассмотрении триод в режиме насыщения может быть представлен эквивалент­ ной схемой, включающей параметры в режиме передачи двух триодов — нормального и инвертированного, полу­ ченного при взаимной перемене мест коллектора и эмит­ тера.

Из этой эквивалентной схемы можно получить экспо­ ненциальный закон изменения второй составляющей кол­ лекторного тока, эмиттируемой коллектором. Время реком­ бинации тр можно получить, приравняв эту составляющую коллекторного тока нулю. Формула для приближенного определения тр для схемы с общим эмиттером имеет сле­

шения длительности фронтов выходного импульса необ­ ходимо применять триоды с высокими значениями гранич­ ной частоты <окр, а также обеспечивать коммутацию эмит­ терного перехода управляющими сигналами достаточно большой амплитуды. Для исключения времени рекомби­ нации тр желательно предохранять триод от попадания в режим насыщения. Для этого применяются, например, отсекающие диоды, о которых будет сказано ниже.

* Обычно для несимметричных триодов

“кр > шкр и а0 > afl.

23

ГЛАВА 2

ФОРМИРОВАНИЕ ИМПУЛЬСОВ НАПРЯЖЕНИЯ

СПОМОЩЬЮ ДИФФЕРЕНЦИРУЮЩИХ

ИИНТЕГРИРУЮЩИХ ЦЕПЕЙ

2. 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Вимпульсной технике часто встречается задача фор­ мирования выходных сигналов, форма которых соответ­ ствовала бы производной или интегралу по времени от формы входных сигналов, или, как часто говорят, дифферен­ цирование или интегрирование входных сигналов.

Эта задача может быть решена как с использованием

электромеханических устройств (тахогенераторы, сервопри­ воды и т. д.), так и с применением электронно-ламповых схем, преимущества которых в целом ряде случаев заклю­ чаются в более высокой точности, меньших весах, габаритах

ипотребляемой мощности и большей универсальности

вприменении.

Врамках данного курса рассматриваются схемы с исполь­ зованием электронных ламп и транзисторов, в которых переменными величинами являются входные и выходные напряжения.

Идеальные четырехполюсники для дифференцирования и интегрирования. Коэффициенты передачи идеальных диф­

24

Заменяя оператор р в этих соотношениях через /<о, можно построить амплитудно-частотные и фазо-частотные

место приближенное дифференцирование и интегрирование входных импульсных сигналов, причем степень приближения, т. е. величина отклонений формы выходных сигналов от идеальной, различна для разных участков огибающей входных видеоимпульсов. Ошибка дифференцирования

в реальных схемах растет с увеличением крутизны изме­ нения входных сигналов; ошибка интегрирования, напротив, растет с уменьшением этой крутизны.

При квазидифференцировании дифференцируются отдельные, сравнительно медленно изменяющиеся участки входного сигнала, в то время как быстрые изменения вход­ ного напряжения воспроизводятся на выходе без дифферен­ цирования с пропорциональным изменением.

Соответственно при квазиинтегрировании интегрируются лишь участки быстрого изменения крутизны входного импульса.

Характерным примером квазидифференцирования является обострение (укорочение) прямоугольных импуль­ сов, когда на выходе воспроизводятся с максимальной кру­ тизной перепады напряжения, соответствующие фронтам входного импульса и представляющие, по существу, ошибку дифференцирования, в то время как дифференци­ руется, т. е. в данном случае уменьшается до нуля, плоская вершина импульса.

В связи с этим в дальнейшем рассмотрении будут исполь­ зованы две формы входных сигналов е ((): напряжение, линейно изменяющееся во времени, производную которого

25

(ступенчатое напряжение) в случае дифференцирования необходимо получить на выходе с минимальной ошибкой, и ступенчатое напряжение, при воздействии которого на квазидифференцирующую цепь необходимо воспроизвести

на рис. 2. 2, а и б.

щие этим формулам, представлены на рис. 2. 2, в и г.

26

частотного спектра входного сигнала, для которых хорошо выполняется неравенство

Нетрудно видеть, что в обоих случаях повышение точ­ ности [выполнение неравенств (2.3)] сопровождается соот­ ветствующим уменьшением амплитуды выходного сигнала. Это обстоятельство является одной из причин, не позво­ ляющих неограниченно уменьшать (в случае дифферен­ цирования) или увеличивать (в случае интегрирования) постоянную времени Т для повышения точности.

напряжение и (f) повторяет входное и схема осуществляет правильное дифференцирование лишь при затухании экс­

27

При ступенчатом входном напряжении с амплитудой

/е \

Е(р) = _J имеем следующие соотношения:

Всамом деле, разлагая экспоненту в выражении (2. 76)

встепенной ряд и ограничиваясь тремя первыми членами

разложения для -^<1, получаем

После затухания экспоненциального члена (2. 76) выход­ ное напряжение начинает повторять входное с отставанием на величину Т (рис. 2.3).

Влияние паразитных параметров. Второй причиной, пре­ пятствующей повышению точности путем уменьшения или увеличения постоянной времени Т, является влияние пара­ зитных параметров, изменяющих коэффициент передачи и форму выходного напряжения.

При уменьшении постоянной времени дифференцирую­ щей цепочки на практике, в первую очередь, обычно прихо­

28

дится учитывать внутреннее сопротивление 7?и источника входных импульсов и паразитную емкость Сп, шунтирую­ щую сопротивление /? (рис. 2. 4).

Операторный коэффициент передачи для схемы рис. 2. 4 имеет следующий вид:

При линейно изменяющемся входном напряжении е (О

29