книги из ГПНТБ / Шапиро Д.Н. Основы теории и расчета усилителей высокой частоты на транзисторах

[Л25], независимо от схемы включения транзистора (с общим эмиттером или общей базой),

гэ = 25,6/i's,— теоретическое сопротивление эмиттерного р—«-пере­

хода; ig — ток эмиттера в миллиамперах; а0— коэффициент усиле­

шумов реального транзистора от шумов идеального транзистора.

Таким образом, N оказывается довольно сложной функцией

.4ц, имеющей минимум при некотором значении A n = A lN. Как

показали Б. М. Богданович и В. Д. Иермес [Л26], это значение может быть найдено как

119

где

/

(Обозначения в приведённых выше выражениях несколько изменены нами по сравнению с принятыми в [Л26]).

Rmp опт — сопротивление генератора, при котором коэффициент шума самого триода (2.100) минимален. В случае идеального входного контура (ДЕК— 0) мы имели бы N = N2 и1

литель) картина меняется. Связь контура с усилительным при­ бором должна быть в этом случае слабой; поэтому роль шумов контура оказывается малой по сравнению с ролью шумов усили­ тельного прибора. Минимальный коэффициент шума получается тогда, когда шумовая мощность, развиваемая антенной на вхо­ де первого усилительного прибора, оказывается наибольшей. Это соответствует максимальному значению Кр вх . Приравняв

120

10—20 и более. Для данного транзистора он может быть най­ ден, исходя из коэффициента шума N„s , измеренного при некотором значении сопротивления генератора Ra из на любой

из частот в интервале* где коэффициент шума практически не за­

где Н определяется из (2.101) и (2.102), причём в (2.102) вме­

121

С приближением AFвх к AFк коэффициент шума быстро возрастает.

Сравнение величин А ш , найденных при помощи (2.103), с

пользование этими формулами при других значениях ——, обра-

AF

—— =„2 приведёт к возрастанию N не [более^чем на 4 дб. От-

AFK

сюда заключаем, что для грубых оценок этими формулами можно пользоваться в более широких пределах, чем было указано ранее.

Важно заметить, что схемы включения транзистора с общим эмиттером и общей базой, с точки зрения изучаемых соотноше­ ний, не эквивалентны, хотя при данном Z коэффициент шума транзистора N2, как уже было указано выше, для обеих схем одинаков. Дело в том, что gn транзистора при включении с об­

щей базой— guB — много больше, чем при включении с об­

щим эмиттером — gu3(gnB = ёпэ + Знз + ётгэ +

дF

При ~^rL ^ >1» учитывая, что Rmp опт не зависит от схемы вклю­

чения, получим из ф-лы (2.108) АШБ < М 1ДГЭ. При ДFex, близком

к Д/Д, согласно (2.109), А ш не зависит от схемы включения транзистора, но тогда сопротивление генератора, который «видит»

перед собой транзистор—/?., = ---- 1------, оказывается в схеме с об-

AinB'.i

щей базой много меньше, чем в схеме с общим эмиттером. А так как

122

для схемы с общим эмиттером характерно в рассматриваемом случае R z R*np дпт, то при схеме с общей базой это неравен­

ство оказывается ещё более сильным. В результате Ы2 и N при схеме с общей базой оказываются больше, чем при схеме с об­ щим эмиттером, так что схема с общим эмиттером оказывается более выгодной.

Б. М. Богданович и В. Д. Иермес исходили при анализе из предположения, что AF. = const и нужное значение ДFex обеспе­ чивается соответствующим выбором связей контура с генерато­ ром и усилительным прибором. Можно было бы, однако, пред­ положить, что связь генератора с контуром выбрана из какихлибо других соображений и фиксирована, т. е.

Возможны и другие варианты, важно лишь, что значение Ап,

обеспечивающее минимум N, т. е. максимум чувствительности, в общем случае может значительно отличаться (обычно в мень­ шую сторону) от значений А,, обеспечивающих получение наи­ большего К ус или наибольшей полосы пропускания. Это не­

обходимо иметь в виду при проектировании.

Максимальная неискажённая выходная мощность, которая может быть получена на частоте настройки в нагрузке транзи­ стора, включённого, например, по схеме с общим эмиттером, оп­ ределяется как

Как видно из (2 .1 1 1 ) , чтобы повысить Рн мследует увеличи­

вать А2. Н о беспредельно увеличивать А2 нецелесообразно. Дей­ ствительно, чтобы получить мощность Рн м, необходимо иметь в

коллекторной цепи переменный ток с амплитудой

К . М (UK ико) I ^ к I. ( 2. 112)

123

нелинейности характеристик транзистора

При данном ик величина iK ограничивается допустимым рассея­

Положив для простоты ик0 — iKo — 0 и Ун = gH(bH= 0), легко получим из (2.112) — (2.114) максимальное значение, до которого имеет смысл увеличивать А2 с точки зрения увеличения Рн

С дальнейшим увеличением А2 при и к—const мощность в на­ грузке будет уменьшаться, так как из-за невозможности увели­ чить^ величина 1К.М будет оставаться постоянной. Таким обра­ зом, величина А2р, найденная согласно (2.115), является опти­ мальной с точки зрения выходной мощности усилителя.

Подстановка (2.115) в (2.111) даёт

Необходимо, однако, иметь в виду, что (2.116) определяет пиковое значение мощности. Для мощности несущей часто­ ты в нормальном режиме' (при эдс в антенне, соответствующей чувствительности приёмника) получим на выходе усилителя про­ межуточной частоты приёмника амплитудно-модулированных сигналов

где р — отношение наибольшего возможного напряжения на выходе усилителя к нормальному (с учётом действия АРУ); т — наибольшая глубина модуляции. При р = 3 и т = 1

В табл. 2.4 приведены значения Агр , найденные при помощи (2.115) для транзисторов, параметры которых даны в приложе-

124

'нии 1 . Значения ик при расчёте принимались те же, что ука­ заны в приложении 1, а Рд принималось равным 100, 35 и 55 мет соответственно для транзисторов П14, П402 и П411 А. Эти зна­ чения Р д относятся к случаю, когда температура окружающей среды равна +50°С.

пропускания и чувствительности. Отсюда противоречия. Если,

ность и максимальную мощность на выходе, первый и послед­ ний транзисторы усилителя должны быть поставлены в разные режимы, что при одинаковых Ку приведёт к разным значениям М этих транзисторов.

Изложенные соображения усложняют проектирование, не позволяют использовать в общем случае шаблонные решения и требуют от проектировщика вдумчивого подхода и инициативы. Так, например, можно принять неодинаковые значения Ку и А\, А2 для ступеней, в которых усилительные приборы работают в неодинаковых режимах и поэтому имеют неодинаковые па­ раметры, попытавшись сохранить одинаковую конструкцию кон­ туров. При этом вполне возможно (1 Jr A l /+1)(1+А2;.)=^Мг-^=А1.+ .

Возможны и другие варианты. Необходимо только во всех, слу­ чаях обеспечивать для каждого из усилительных приборов и кон­ туров выполнение условий (1 +Ai;) (1 + A2i) > Mt и (2.27).

125

2.4. Влияние разброса параметров усилительных приборов на коэффициент устойчивости, коэффициент усиления

и полосу пропускания

Для практики очень интересно выяснить, как повлияет на ра­ боту усилителя отклонение параметров усилительных приборов от их номинальных значений, положенных в основу расчёта. Это отклонение может быть из-за неидентичности реальных усили­ тельных приборов, изменения питающих напряжений и измене­ ния внешних условий (температуры окружающей среды и др.). В пар. 2.3 говорилось о влиянии отклонения величин 6 ц и Ь22 на частоту настройки и форму резонансной характеристики усили­ теля и о борьбе с этим влиянием (увеличение /г). В настоящем пункте исследуем влияние отклонений gu, g22, \Уц\ и |У12| на коэффициент устойчивости, коэффициент усиления и полосу про­ пускания усилителя. Зная, каково это влияние, можно либо

можно заключить, что коэффициент устойчивости данной ступе­ ни зависит от параметров усилительного прибора самой этой ступени, а также от параметров усилительных приборов преды­ дущей и последующей, так как они влияют соответственно на ёг и ён Данной ступени. Ниже будем обозначать параметры усилительных приборов данной, предыдущей и последующей ступени соответственно индексами i, i — 1 и г + 1 .

Очевидно, что можно написать:

где дополнительными индексами из обозначены изменённые зна­ чения, прежними индексами без дополнений — номинальные зна­ чения соответствующих величин, а с помощью 3 — относительные

126

I

отклонения от этих номинальных значений. Далее, можно вы­ разить йg a . и bgH . через ^g22i_ x и г д соответственно.

Действительно, из рис. 1.17 следует, что

из этих коэффициентов за счёт приближения другого к единице.

Проанализируем непосредственное влияние отклонения па­ раметров усилительных приборов на коэффициент усиления сту­ пени. Напомним (см. пар. 1.5), что кроме этого непосредственно­ го влияния, существует ещё влияние на коэффициент усиления через изменение К у, которого здесь касаться не будем.

Если рассматриваемое отклонение — следствие неидентичности усилительных приборов, то, несмотря на это отклонение, все контуры усилителя при налаживании будут настроены. Если

127