книги из ГПНТБ / Шапиро Д.Н. Основы теории и расчета усилителей высокой частоты на транзисторах

п = 1 получаем реализуемое значение ДFKcP = AFKман. При этом (2.38) превращается в

входе и Еыходе усилительного прибора. Контур в этом случае работает как согласующий трансформатор почти без потерь.

терно для относительно узкополосных усилителей на относи­

При этом изложенные выше соображения несколько изме­ няются.

Пусть нам необходимо обеспечить заданное значение A \ —Ai3

Нетрудно убедиться в том, что AFK.cp согласно (2.33) не будет меньше АРкмин< т- е- будет реализуемо лишь при усло­

соответствующих связей должно вести к уменьшению усиления.

Приравняв нулю производную этого выражения по М, най­ дём, что усиление оказывается наибольшим при

будут больше, чем найденные из (2.41), в предположении ра­

годнее несколько ослабить, связь последнего усилительного при­ бора с выходным контуром и за этот счёт усилить связь этого контура с нагрузкой, а при А2= А2а выгоднее несколько осла­ бить связь первого усилительного прибора со входным конту­ ром и за этот счёт усилить связь этого контура с генератором.

При п = 1 соображения, связанные с (2.41), отпадают и остаются лишь соображения, связанные с'(2.42).

Итак, приходим к окончательному выводу: если связи усили­ тельных приборов с контурами во всех ступенях исследуемого усилителя решено сделать одинаковыми, то для получения наи­ большего усиления они должны быть выбраны, исходя не -из

10©

В выражении (2.44) Мрас (расчётное значение М) нужно взять равным большей из следующих двух величин: величины М, найденной согласно (2.2), и величины Мкр (критическая ве­ личина М ) , которая находится нижеописанным образом. Если А\ и А2 определяются только стремлением получить наибольшее' усиление, то М кр= Мопт. Если А\ или А2 заданы, исходя из ка­ ких-либо других соображений, то при п= 1

где v определяется из (2.40).

Значения v-<0,5 ни при каком п не могут быть реализованы, так как уже при v = 0,5, К р.ус обращается в нуль (т. е. входной или выходной контур нельзя связать с генератором или нагруз­ кой, не получив при этом полосу пропускания входной цепи или последней ступени, превышающую заданную). Кроме того, сле­ дует иметь в виду, что если v¥= 1, то М кр^>Мопт,и Кр с оказывает­

ся меньше, чем при v=l .

Для получения максимального усиления следует брать

Интересно выяснить, насколько мы проиграем в усилении, задавшись Ais или А 2з, не совпадающими с определёнными из (2.47). Соответствующий анализ тоже дан в приложении 2. Ре­ зультаты его даны в виде кривых рис. 2.3, где: ц — коэффици­

величин больше.

101

Из рис. 2.3 можно заключить, что при Мрас^>М0пт условие (2.47) не очень критично, и можно заметно отступать от него, почти не проигрывая в усилении. Напротив, когда Мрас прибли­ жается к М опт, то отступая от (2.47), заметно теряем в уси­ лении.

Случаи М >МкР\\ М < М кп имеют чётко выраженный физиче­ ский смысл. В первом случае выбор связей усилительных прибо­ ров с контурами определяется устойчивостью: усиление связей увеличивает К цс. но уменьшает Кг Во втором случае этот вы­

бор определяется.заданной полосой пропускания одной ступе­ ни, т. е. необходимостью обеспечить ДF = £F3, и наименьшей кон­ структивно выполнимой собственной полосой пропускания кон­ тура AFKMUIi: увеличение связей приведёт к Д/?> А /\}или к паде­ нию усиления при'сохранении ДF=AFa. Коэффициент устойчи­ вости в этом случае автоматически оказывается больше задан­ ного, с помощью которого определялась величина М; при этом усиление одной ступени удобнее рассчитывать при помощи (2.36), подставляя в него вместо М величину Мрас = МкР.

В заключение настоящего параграфа рассмотрим"различие между действительными значениями входной и выходной прово­ димостей усилительных приборов на частоте настройки усили­ теля (резонансной частоте) - Y ex yn p?3и Y шх уп реэ — и проводимо­

102

стями Уц и У22• В приложении 3 показано, что для одноступенпого усилителя

и ф. Значения а и б можно найти по кривым рис. 2.4. Эти выра­ жения сохраняют силу и при п — оо для ступеней, бесконечно удалённых от начала усилителя, при условии замены в форму­ лах величин \-\-A\ и 1+ А 2 величинами:

1 А \ рез

1 А~ Ai

1 — а

(2.51)

1 А2 рез

14~ А$

1 — а

Коэффициенты а и б при этом определяются по тем же кри­ вым рис. 2.4, но с заменой величины К у величиной Ку реэ, которая

103

может быть найдена методом последов'ательного приближения из

At и А2 входная и выходная проводимости усилительных при­ боров могут очень сильно отличаться от Уи и У22, причём

(2.18). Тем не менее, если Ку близок к единице, то это не вне­

зом, оказывается, что коэффициенты усиления по мощности и кпд контуров, найденные ранее в предположении У12 = 0, за исключением К р . у с , — условные расчётные величины.

Для контроля при налаживании усилителя гораздо более удобны коэффициенты усиления по напряжению. Они легко мо­ гут быть найдены из коэффициентов усиления по мощности. Со­ ответствующие расчётные формулы даны в пар. 4.1. В силу того, что Уг+Увх.уп.рез*¥ н ^ У еыХ„ , п р и / С ,, близких к единице, мало отличаются от Уг+ У и и Ун+ У 22, расчётные коэффициенты уси­ ления по напряжению в отличие от расчётных коэффициентов усиления по мощности мало отличаются от реальных. Тем не ме­ нее, при анализе схем коэффициенты усиления по мощности, на наш взгляд, в общем случае более удобны и наглядны.

2.2. Выигрыш в усилении п[ри нейтрализации и цепочечном включении усилительных приборов

Из сказанного в пар. 2.1 следует, что (2.44) — (2.48) полностью сохраняют силу для усилительных приборов со слабой внутрен­ ней обратной связью или с нейтрализацией внутренней обратной связи при помощи внешних элементов.

Выражение (2.36) с подстановкой в него М Рас вместо М поз­ воляет оценить выигрыш в усилении на одну ступень, который можно получить с помощью нейтрализации. Действительно, уси­ лительный прибор с элементами нейтрализации можно рассмат­ ривать как некий новый усилительный прибор с матрицей У-параметров

104

Поэтому согласно (2.36) интересующий нас выигрыш можно записать в виде

Штрихами отмечены величины, относящиеся к схеме с ней­ трализацией.

В тех случаях, когда нейтрализация почти не влияет на пара­ метры усилительного прибора, кроме У[ЛЗО], (2.54) упрощает­ ся в

М < Мкр и тем более М' < Мкр, то Мрас = Мк0, М'рар = Мк0, и

применение нейтрализации бессмысленно. Если М >'М'К0 и М' > > Мкр, то Mfac= М, Мрас = М'. Учитывая (2.2) и предполагая, что нейтрализация влияет только на У12, -«можно написать

Выигрыш в этом случае растёт с уменьшением У'12, однако не беспредельно: когда М', убывая с уменьшением К'12, стано­ вится меньше М кр, получаем М'/ае= М кр, и

Дальнейшее уменьшение У'Х2 неэффективно. Поэтому (2.57)

определяет наибольший возможный выигрыш от нейтрализации.

Для реализации этого выигрыша необходимо согласно ска­ занному обеспечить

\

что при больших значениях М/Мкр означает высокую точность нейтрализации. Специальными органами подстройки можно обеспечить высокую точность нейтрализации в процессе налажи­ вания усилителя, но нельзя сохранить её при эксплуатации изза зависимости параметров усилительных приборов и элементов схемы от окружающих условий и от времени.

10 5

В усилителях на транзисторах в настоящее время вряд ли

можно рассчитывать на сохранение при эксплуатации ^12 <

У12

0,1. А это означает выигрыш в усилении по мощности не бо­ лее десятикратного на ступень. Но у отдельных транзисторов од­ ного и того же типа |К12| на данной частоте может отклоняться до 30% и более в ту и другую сторону от среднего значения; для получения указанного десятикратного выигрыша необходим ор­ ган подстройки нейтрализации, что усложняет налаживание уси­ лителя.

С другой стороны, выигрыш в два-три раза на ступень (если только М > 3 Мкр) может быть получен без подстройки. У тран­ зисторов, как правило, bn'pSgiz. Поэтому для получения тако­ го выигрыша достаточно позаботиться лишь о соответствующей нейтрализации Ь\2. Это упрощает схему.

На рис. 2.5 изображена одна из применяемых схем резонанс­ ного усилителя с нейтрализацией. Предполагается, что коэффи­ циент связи между катушками к~1. При этом для определения

106

Но согласно (2.34) существенное усиление можно получить лишь .при |У21|^>| У12|; а в таком случае Y \2 не будет практически

сматриваемой схемы вполне допустим, и анализ, основанный на этом переходе, верен.

Рис. 2.6. Эквивалентная схема усилительной сту­ пени d h c. 2.5

При помощи (2.36) можно ответить на вопрос, какая из схем включения усилительного прибора, в частности транзистора, — схема с общим эмиттером или схема с общей базой — выгоднее с точки зрения усиления в данном конкретном случае. По анало­

где индексами Э и Б обозначены величины, относящиеся соот­ ветственно к первой и второй из названных схем.

Наконец, таким же путём можно оценить достоинства раз­ личных цепочечных включений усилительных приборов. Под це­ почечным включением мы понимаем последовательное включе­ ние двух усилительных приборов как четырёхполюсников без промежуточных элементов (рис. 2.7). При этом схемы включе­ ния каждого из приборов (общий электрод) могут быть различ­

107

ны. Частный случай цепочечного включения — каскодное вклю­ чение вакуумных триодов или транзисторов.

Два усилительных прибора в цепочечном включении можно рассматривать как сложный усилительный прибор — результи­ рующий четырёхполюсник, малосигнальные параметры которо­

У 22 Ц = У:2 2 '

У'22+У'п

Для транзисторов, выразив при помощи известных формул (см. например [Л31]) У-параметры при включении с общей ба­ зой через У-параметры при включении с общим эмиттером, можно получить из (2.64) строгие и приближённые ф-лы (2.65) — (2.68) для различных цепочечных включений.

(каскодное включение):

108