Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Башкирский Государственный Аграрный Университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

книги из ГПНТБ / Семенов Н.А. Техническая электродинамика учеб. пособие для электротехн. ин-тов связи

.pdf

Скачиваний:

302

Добавлен:

27.10.2023

Размер:

23.29 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 4243 / 4943 44 45 46 47 48 49 > Следующая >>>

Zj= VZi-0,5Z2.

Д л я получения

широкополосного

согласования

плечо 4, как и в плечо /, можно включить дополнительно одну или

несколько четвертьволновых секций, изменив соответственно вели

чины z5 ,

z6,

z7.

м о щ н о с т е й

д в у х

п е р е д а т ч и к о в

С л о ж е н и е

п о г л о щ е н и е м

э х о - с и г н а л а .

Все

мосты

имеют одинаковые

свойства, и приведенные выше примеры их применения в равной

степени относятся к мосту любой конструкции. В частности, щеле

вой коаксиальный мост позволяет получить сдвиг фаз на 90° при

витании двух антенн от одного

или двух

передатчиков. Возможно

сложение равных

мощностей

двух

сфазированных

передатчиков.

Рассмотрим интересный вариант этого устройства с поглоще

нием эхо-сигнала. К плечам 1 и 4 подключаются

два

передатчика:

l / f =£/<>;

= — і U0. Нужный

сдвиг по фазе обеспечивается в схе

ме возбудителя, общего для обоих передатчиков. В плечо 2 вклю

чена

антенна,

плечо

3 — согласованная

балластная

нагрузка.

Тогда

согласно

(15.13):

ІІ2~ =(— U0—і(—і

U0)]/V~2 =—Uo V%

()ї ={U0-i(-iU0)]/V2

= 0.

Пусть

ГА

— коэффициент

отражения

от антенны

(с учетом

затухания фидера), а Г п

— коэффициент отражения от каждого из

передатчиков.

Сигнал,

отраженный

от

антенны,

Ut=PA'U7

=—ГАУЪУЪ.

П О

ф-ле (15.12) ко входам передатчиков придут сиг

налы

0Т = —l)t/V12=rAU0;

L>4~=—іі>2 + /

У1

= іГАОо.

Вторично

отраженные

от

передатчиков

сигналы

Otn = Г П ( 7 Г

=ГАГии0;

(/£т

=Га02~

= і ГАГй(7о

снова

распределятся

согласно ф-ле (15.13):

0ї„

= ( -

Ut„

і 0t„) / У Т =

с>-х =

(0tm -

і 0tm) / V2

= ГА

Гп Оо

f2.

Итак, эхо-сигнал попадает только в балластную нагрузку. При отсутствии, моста-эхопоглотителя дважды отраженный сигнал по ступите антенну и исказит передаваемую информацию.

НАПРАВЛЕННЫЕ ОТВЕТВИТЕЛИ С ОТВЕРСТИЯМИ СВЯЗИ

Направленное ответвление часто осуществляется при помощи одно го, двух или ряда отверстий в общей стенке двух волноводов. Ха рактеристики такого устройства зависят от свойств каждого от верстия (см. параграф 13.8), а также от их взаимного располо жения и величины. Элементы матрицы (15.6) для одного отвер стия связи определяются ф-лами (13.22) с учетом обозначений:


r^UTlUt;	Ді=\0гіІЇЇ',			Л^ОТ/Ut.
Н а п р а в л е н н ы й			о т в е т в и т е л ь • с д в у м я				о т в е р
с т и я м и . Рассмотрим			два идентичных прямоугольных				волновода
с волной типа Нт		связанных		между	собой двумя	круглыми		отвер
стиями диаметром		do, в узкой		стенке	(рис. 15.13);	толщина		стенки

мала. Согласно ф-лам	(9.24) и	(9.29), у этой стенки имеется	толь
ко одна составляющая	поля	с нормированным значением	Я!} =>
= Я^={2Р^2 /(соцаРаЬ)]°.5 . Положив Я » = Я « , найдем из (13.22),что

при связи через одно отверстие три элемента матрицы равны меж

ду собой, т. е. волна ответвляется	ненаправленно:
Гі = Ді = Л1 =	і ndy(6a2b).	(15.14)

Для направленного ответвления необходимо второе отверстие такого же размера на расстоянии і=Ло/4 от первого. Падающая

волна возбуждает это отверстие с от

ставанием по фазе на гр = (я/2) (1 + v/2),

ш ^ ж

ш / ш

а а а

где

v = 2Ap/po — относительная

рас

стройка [ф-лы (14.35) и (14.36)]. На

расчетной

частоте / 0

разность

фаз

гр

составляет 90°.

Вторичные волны в направлении 3

складываются

в фазе, так как

волна

из отверстия 1, пройдя дополнительное

расстояние

также

отстает

по

фазе

на угол гр. Длина пути волн, распро

Рис. 15.13

страняющихся из плеча 1 в 3 через

любое из отверстий, одинакова. Поэтому величина

переходное

ослабление

С [ф-ла (15.7)] постоянны

диапазоне

частот:

Л = Ді+Л 2 = іягі3 /(За2 6);

С [ д Б ]

= -201ё |Д|.

(15.15»

В направлениях / и 4 вторичная волна из отверстия 2

прохо

дит больший путь (на величину I). Суммарное отставание по фазе

этой

волны

от волны, проходящей через отверстие

составляет

2гр = я ( 1 + v / 2 ) . С учетом ф-лы (14.41)

Г = Л =

2 Л совгр == -

2Г,

sin (л v/4) =

— 2 Л

y(v).

(15.16)

Полная компенсация вторичных волн в плечах 1 и 4, Г=Л—0,

воз

можна лишь отри f=fo,

когда

2\р = я, v = 0,

у=0.

Н а п р а в л е н н ы й о т в е т в и т е л ь с о м н о г и м и о т в е р

с т и я м и

(рис. 15.14). Рассмотрим

ответвитель

с ( п + 1 )

отвер

стиями связи, размеры которых различны и характеризуются ко эффициентами связи Гт—Дт=Лт [ф-ла (15.14)].

Существует очевидная аналогия между свойствами направлен

ного ответвителя			с несколькими		элементами связи, расположенны-
		г,	rz	• г3	ги
;	^	^	^	"Г*	А
		1	L	L	1
Рис.	15.14

14*

ни с интервалом 1=Л 0 /4, и ступенчатого перехода, длина						каждой
ступеньки которого і = Л0 /4. В обоих случаях коэффициент						отраже
ния Г (а также элемент Л для направленного ответвителя)							опре
деляются суммой волн, отраженных				от всех нерегулярностей.
Поэтому	соотношения для		Г($)	многоступенчатого		перехода
справедливы	для элементов	r(f)=Jl(f)		матрицы	многодырочного
направленного ответвителя, если коэффициенты связи							Гт=Дт=
=Лт. т-го	отверстия выбраны		равными коэффициентам			отраже
ния от /м-й ступени перехода		(причем они не должны быть					вели
ки). Как и в переходе, значения Гт				неодинаковы	и уменьшаются
к концам ответвителя.
Волны, прошедшие в плечо 3,			всегда складываются в фазе. По

этому соответствующий элемент Д матрицы направленного ответ вителя аналогичен логарифмическому перепаду сопротивлений пе-

\|ехода М [ф-ла (14.38)]:
Д = УДт	= £Гп = М,	(15.17)
Где \| Д \| = 10~С / 2 0 ; С измеряется	в децибелах.

Направленные ответвители, как и переходы, строятся с мак симально плоской и чебышевской частотными характеристиками. Поэтому в соответствии с ф-ла ми (14.43), (14.46) — (14.50) их ко эффициенты отражения и направленности в диапазоне частот оп ределяются соотношениями:


Г^)=Л(у)=	Д(—у)ппля		Г(ч)=Л(ч)	= Д		(15.18)
При других	законах	распределения		Гт по	длине	ответвителя
для расчета Г^)=Л(у)		используется		общая	ф-ла	(14.39). Дл я

увеличения связи, т. е. величины коэффициента Д, необходимо уве

личить	число или	размеры отверстий. Чтобы уменьшить нежела
тельные	взаимные	связи между	отверстиями, их иногда распола
гают в шахматном		порядке, по обе стороны от осевой линии общей
волноводной стенки. Ответвитель			со	многими отверстиями при
Є = 3 дБ является		мостом с широкой		полосой согласования.

Многодырочный направленный ответвитель с полной связью используется в качестве преобразователя типов волн. Отверстия делают в общей стенке двух разных по форме (или расположе


нию) волноводов.	Необходимо выполнение двух	условий:		сход
ство магнитных либо электрических полей волн в		обоих	волново
дах вдоль ряда отверстий и равенство фазовых		скоростей		этих
волн. Примером служит преобразователь волны типа Я ш			в прямо
угольном волноводе в волну типа Я 0 і в круглом.		Прямоугольный
волновод соединен с круглым узкой стенкой; у отверстий				связи
воля обеих волн	имеют одинаковые составляющие	Hz.	Равенство

фазовых скоростей обеспечивается выбором таких размеров попе речного сечения прямоугольного и круглого волноводов, чтобы fKp нужных типов,волн были одинаковы.

Направленный ответвитель иногда выполняют с узкой щелью связи постоянной ширины. Тогда он эквивалентен плавному экспо ненциальному переходу и имеет неоптимальные частотные харак теристики, значительно уступающие ответвителю той же длины с

рядом оптимально выбранных отверстий.
М н о г о ш л е й ф н ы й	н а п р а в л е н н ы й	о т в е т в и т е л ь .

Квадратный ответвитель (рис. 15.10) аналогичен ответвителю с двумя отверстиями (рис. 15.13). Д л я увеличения рабочей полосы частот две линии можно соединить несколькими шлейфами. Хотя конструкция со шлейфами сложнее, чем с отверстиями, она позво


ляет	снизить переходное				ослабление					-
при	небольшом		числе шлейфов.							Ус
Расчет		многошлейфного узла в				Ус		УСА	УСА
общем случае довольно сложен. При							Y		У®2	УсВ1
малом коэффициенте связи каждо
го шлейфа		Д т < С 1		можно использо-		Ус_		УСА	у»	Ус
вать	аналогию		двухшлейфного и			4
двухдырочного			ответвителей, ПОЛО-			р и с	15 15
жив	в ф-лах		(15.12)		Д т = 0 , 5 Д =
= 0,5sinф;		YcAm=Yc		и	YcBm = Yetgi\|>»2УсДт-			Дальнейший		расчет
ведется, как и в случае ответвителя						со многими отверстиями.
Трехшлейфный ответвитель с параллельным соединением шлей
фов	к линии (рис.			15.15) можно представить				как	два последова-
тельносоединенных				двухшлейфных		с элементами			матрицы	Бу=
= —icosty		и Ді = —sin гр. Легко видетв,					что	для	узла в	целом

Д = 2£іДі = ізіп2'ф. Его параметры рассчитываются по ф-ле (15.12).

частности,

для

моста

Д=ИУ2-

ф=22°30';

У С А

= 1,08УС;

У С В І =

0,413FC;

YcB2=2YcBi

= 0,826Yc. Полоса

частот

такого

моста

при

мерно в 3 раза больше, чем квадратного.

Пример. Рассчитаем пятидырочный направленный ответвитель

чебышев-

ской характеристикой при величине переходного ослабления С=.20

дБ

и пере

крытии по частоте ^в//н«іРв/|Зн=2.

Ответвитель

эквивалентен

четырехступенчатому

чебышевскому

переходу:

п=4.

Согласно

ф-ле і(15Л7),

М= \Д| =)Ш_ 1 =0,1. Максимальная

нормированная

расстройка

\ п

=і(рв —рн ) /Ро = (2—1) /її ,5=0,67.

По

ф-ле

.(14.41)

находим:

yn=sm

(лчп

/4) =0,6;

в соответствии с

(1(4.52)

?і=0,7б;

92=0,1688.

Коэффициен

ты определяются из модифицированного треугольника Паскаля: [£]4=[С]* = 1;

[С]\ = [С]3А=4<7і = 3; [С\\ =1692=4,12.			Из	ф-лы І(І14.51)		имеем	Г0=Гк=М/ЩС]^=
=0,00825. Остальные коэффициенты			связи		А=-Гз =0,0248; Г2=0,0340.			Согласно
(14.50),	максимальный коэффициент			отражения		эквивалентного		перехода
Гм = М/тп	(;1/(/п)=ОЛГ 4(2)=О,1/97=1,да-10-3 .				Следовательно,		направленность от
ветвителя	[ф-ла	,(115.8)] в заданной полосе		частот не хуже, чем			£> = 20 lgi(M/Tи) =
=20 lg 97 = 39,7		дБ.
	ОТВЕТВИТЕЛИ С РАСПРЕДЕЛЕННОЙ					СВЯЗЬЮ

С и с т е м а	с в я з а н н ы х в о л н о в о д о в . Если на участке дли
ной I удалить общую стенку между двумя металлическими прямо
угольными	волноводами (рис. 15.16) либо сблизить два диэлектри-

ческих	волновода	(рис. 15.17а), то на этом участке образуется			си
стема	связанных	волноводов, в которой могут существовать			вол
ны двух типов. При подаче в плечи ) и 4 волн равных				амплитуд,
синфазных в сечении В, в общем волноводе образуется				синфазная
волна. Если фазы		волн в плечах	1 и 4 противоположны	в сечении
В, то на участке взаимодействия			создается антифазная	волна.

Согласующий

элемент

Рис. 15.17

Фазовые скорости синфазной vc и антифазной t>a волн в дис персных системах различны. Обозначим соответствующие фазовые коэффициенты через

	% = <О/УС = Р о + А Р;		ра = ш/о. = Ро — А р,		(15.19)
где	Р о = 0 , 5 ( р с + р а ) ;	Л р = 0 , 5 ( р с — р а ) .		связи.	Она ра
Величину А р назовем линейным			коэффициентом
стет	при сближении	волноводов,	изображенных на	рис. 15.17, или

сростом ширины щели между волноводами, показанными на рис.

15.16.В пределе, если щели нет или волноводы расположены очень далеко друг от друга, электромагнитная связь между ними отсут ствует и обе волны распространяются на участке ВС со скоростью,

равной фазовой скорости волны в уединенном волноводе. Тогда

У с = ' Уа и Д'Р =	0.
Пусть возбуждено только плечо 1 связанных волноводов, по
казанных на	рис. 15.16—15.17; £/~i=<£A>; U\=Q.			Представим это
возбуждение	суперпозицией	синфазной и	антифазной		волн:
Of =UC + Ua;	Ui=Uc—:U&.	Тогда в сечении	В	(z = 0):	1/с (0) =

= L/a (0)=0,5Z>0 .

422

На произвольном расстоянии z от начала участка связи с уче том ф-л (15.19) получаем

c/,_2(z:) =	f/ c (0)e - i p <= z +		c/a (0)e-
	=	U0 cos (Д р г) е~' р о г
			(15.20)
І/4-3 (2) =	£/с	(0) Є" ' Р сг _	і/а (0) е" А »

=— icV0sin (Apz)e~i f V

Всистеме связанных волноводов за счет разности скоростей

синфазной и антифазной волн возникают пространственные	бие
ния. Из рис. 15.176 видно, как изменяются амплитуды волн.	Волна

постепенно переходит из одного волновода в другой, а затем об

ратно. Длина L 0 , на которой этот				цикл	завершается,	называется
периодом	пространственных		биений.	Из	ф-л (15.20) очевидно, что
ApL0 = Ji;	с учетом	(15.19)	находим
	Lo =	=	--^	=	.	(15.21)
			Р с - Р а		f(l/vc-l/va)

Таким образом, участок связанных волноводов является нап равленным ответвителем. Он имеет две плоскости симметрии и описывается канонической матрицей вида (15.5), если приняты меры по устранению отражений на концах участка связи. В соот ветствии с ф-лами (15.20), имеем

	Г 0	Б	Д	0 -
IS] = е	Б	0	0	Д
IS] = е	Д	0	0	Б
	Д	0	0	Б
	0	Д	Б	0_

cos яр

— і sin яр

І Р . г

cos яр

— і sin Яр

(15.22)

— і sin яр

cos яр

— і sin яр

cos яр

где яр=Др

/ = (Рс—ра )//2 = я/До.

Так

как Лр и L 0

зависят

от частоты, переходное ослабление от-

ветвителя,

определяемое элементом

\Д\,

меняется

диапазоне

частот. В зависимости от длины участка I схема служит ответви

телем

со

слабой

связью

(ір<0,2;

| Д | « я р ) ,

мостом

(/=iL 0 /4;

яр = я/4;

| 5 | = \Д\

=0,707)

или

ответвителем

полной

связью

(/=iL0 /2;

t|> = n/2;

5 = 0; | Д | = 1).

Этот класс ответвителей реализуется на волноводах, обладаю

щих существенной

дисперсией

(иначе нельзя

получить

неравные

скорости

у с и v&).

В трактах с металлическим прямоугольным вол

новодом

широко

используется

щелевой

ответвитель. Ожидается

многообразное применение

ответвителей

с распределенной

связью

в диэлектрических волноводных трактах от миллиметрового диа пазона до оптического.

Щ е л е в о й	в о л н о в о д н ы й	о т в е т в и т е л ь	использует
распределенную	связь между двумя	прямоугольными	волноводами

с волной типа Яю (рис. 15.16) через широкую щель в общей узкой стенке. Дл я его нормальной работы необходимо, чтобы на участке взаимодействия ВС (рис. 15.18) возбуждались и распространялись

две волны: синфазная Яю и антифазная			Я2 о. В то же время	волна
Яю	в любом из плеч	возбуждает ряд волн высших порядков Я 3 0 ,
Я50	и т. д. Поэтому	ширину указанного	участка волновода	выби

рают такой, чтобы волна Язо в рабочем диапазоне частот не рас пространялась: а0 <1,5Х.

Узел согласован идеально в том случае, если в сечениях В и С отсутствует отражение синфазных и антифазных волн, возбужден

ных, например, в плечах	1 и 4.	Антифазная волна Я 2	0 по	своей
структуре соответствует сумме волн Оо и —Uo в плечах			1 и 4 (рис.
	15.186); отражение в сечении В воз
	можно из-за уступов на конце об
	щей стенки и при сужении волново
	да	(если а 0 < 2 а ) . Структура		волны
	типа Яю на общем участке заметно
	отличается от структуры		волн	Я [ 0 в
	плечах / и 4 (рис. 15.18а), поэтому
	в сечениях В в С возбуждается до
	вольно интенсивное реактивное по
	ле. Дл я согласования ответвителя в
	плоскости щели помещают дополни
Рис. 15.18	тельные отражатели синфазной вол
	ны: полусферу в середине участка,
	два штыря на расстояниях Ло/4 от
краев щели и т. п. Эти элементы		не влияют на антифазную вол

ку Я 2 0 , поле которой в плоскости щели равно нулю. Хорошее согла сование ответвителя можно получить в полосе частот порядка 10%.

Фазовая	скорость волны Я2 о больше, чем волны Яю, так как
Х1^ = 2 а 0 , a	А,^ =ао. Соответственно	фазовые	коэффициенты
	рс = & / 1 - (*,/2а 0 ) 2 ;	=	(Я/а0 )2 ,	(15.23

что и определяет элементы Б и Д в матрице (15.22) рассматри ваемого соединения. При 2г|з=(рс—Эа)^ = 90° узел является волноводным щелевым мостом. Этот тип волноводного моста по ком пактности, простоте конструкции и удобству включения в волно водный тракт превосходит другие типы волноводных мостов.

ПРОТИВОНАПРАВЛЕННЫЕ ОТВЕТВИТЕЛИ

С в я з а н н ы е л и н и и с в о л н о й ТЕМ образуют трехили четырехпроводную систему, в которой также возможно существо вание синфазной и антифазной волн с различной структурой поля

в поперечной плоскости (рис. 15.19). Фазовая скорость в ТЕМ-ли- ниях определяется параметрами диэлектрической среды и не за висит от конфигурации проводников. Поэтому t>c = ua , Ду = 0 и яв ления, описанные в 15.5, не возникают.

Рис. 15.19

Однако и в этом случае появляется ответвленная волна, кото рая является результатом совместного действия электрического и магнитного полей волны в основной линии на вторичный тракт. Пусть на рис. 15.19 возбуждена только левая полосковая линия,

-и;

Ч^гГ—г- 2А

»ис. 15.20

что соответствует суперпозиции синфазной и антифазной волн в системе. Поле синфазной волны осуществляет магнитное взаимо действие двух линий, часть магнитного поля охватывает оба цент ральных проводника и индуцирует во вторичной линии ток обрат ного направления. Через поле антифазной волны происходит элек трическое взаимодействие. Часть электрического поля соединяет центральные проводники и создает на второй линии напряжение того же знака, что и на первой. В результате во второй линии соз дается волна, бегущая в обратном направлении. Поэтому такой ответвитель называется противонаправленным. Примечательно, что он обладает идеальной направленностью на любой частоте.

Емкости внутренних проводников относительно экранов при синфазной и антифазной структурах поля различны; они рассчи тываются методами электростатики. Соответственно характеристи ческие сопротивления Zcc синфазной и Z\ антифазной волн отли чаются по величине. Соотношения для их расчета при разных кон фигурациях внутренних проводников в полосковых линиях приве дены в [22].

На рис. 15.20 показан участок связанных линий длиной /						(верх
няя экранирующая		пластина снята).	Во всех	плечах	включены
одинаковые сопротивления нагрузки			ZQ. Подачу	волны
плечо /	представим	в виде суммы равных по амплитуде синфаз
ной и	антифазной	волн: Uc =\Ot=0,5U0. Тогда		в плече /		Of —

=,ut+,ut.

Коэффициенты отражения от конца линии для синфазной и ан

тифазной волн, согласно (8.54), определяются			соотношениями:
r c = i ! L = i L ;	Г а = І	^ .		(15.24)
Z„ + Z£	Z„ + Z*
Волна, отраженная в плечо 1,
UT = (U+rc + Utra)e-i2fil==0,5U0(rc			+ ra)e-i2fil	.
При Гс + Га = 0 отраженная волна отсутствует			(Ui=0)	и это пле
чо согласовано. Из ф-л (15.24)	получаем	условие согласования:
Z 0 =	уЩЇ\,			(15.25)

которое в равной степени можно отнести к любому из плеч. Рассмотрим режим в каждой линии отдельно для синфазной и

антифазной волн. Так как Z0=£Zc	и ZQ^ZI,	Л И Н И И I и I I не согла
сованы с нагрузками на концах	и в них наблюдается многократ

ное отражение волн, как в резонаторе. При выполнении условия (15.25) в результате суперпозиции синфазной и антифазной выхо

дящих волн волны			в плечах 1 и 3 отсутствуют: t/T =								= 0. Сле
довательно, в матрице				(15.6) Г=Д			= 0, и ее можно записать в виде
					" О Б О Л "
				IS]	Б О		Л	О			(15.26)
					0	Л	0	Б

					Л	0	Б	0
В	определениях		переходного			ослабления			и	направленности
(15.7), (15.8) следует для данного случая заменить Д на Л.
Нормированные амплитуды волн, выходящих из плеч 2 и 4, вы
ражаются		как				<UX— ,г^т=Г-'
UJ	= ОГс + U£ =
			2 cos р / + і sin р I (V zy Z% + V zy Z°)
	1-і-	ґг-А-ґг-					WtsinVl(VWzc-V%7z])-
	U І	= U4c + U4a		•	2cospZ+isinp/(V"z=/Z? +					y"za c /Z^)
Максимальная по амплитуде ответвленная волна >1/4 получает
ся в	том	случае, когда			р/ = 90°,	т. е. /=&/4.			Назовем		отношение

UimaxK Ut коэффициентом связи противонаправленного ответви теля:

к	и:4 max			(15.28)
	~от	Vz/z + Y Й / Я
			zl + z[
Коэффициент связи		возрастает при увеличении		разницы между
Zc и Zc, в частности,		при сближении проводников		связанных ли

ний. Из ф-л (15.27) и (15.28) вытекают следующие выражения для

элементов

матрицы

(15.26):

— K4os р I +

і sin р I

(15.29)

Л = От

і /С sin р /

і sin р /

— /С2

cos Р / +

Из полученных соотношений видно, что противонаправленные

ответвители

можно

рассчитывать

на бесконечную направленность

(Д=0)

и идеальное

согласование

(Г = 0)

бесконечной

полосе

ча

стот. Переходное

ослабление

С =

= —201g|«/7|

[дБ]

диапазоне

частот

меняется. При К^0,7

мо

дуль знаменателя в (15.29) изме

няется

в функции р/ незначитель

но, поэтому

наибольшее

постоян

ство \Л\

полосе

частот дости

гается

вблизи

<р/=90°,

когда

s i n p / д а і .

Средней

частоте

рабо

чего диапазона

/ 0

должно

соот

ветствовать

равенство

1=Ко/4.

При этом

в полосе

(0,74-l,3)fo

неравномерность

переходного

ос

лабления

не превышает

1 дБ .

С ростом коэффициента связи К

равномерность частотной характеристики переходного ослабления улучшается.

Д в у х п р о в о д н ы й м о с т (рис. 15.21) является примером конструкции противонаправленного ответвителя на связанных ли

лиях. Дл я моста необходимо переходное				ослабление С = 3		дБ, т . е .
#=0,707. Согласно ф-лам		(15.25)	и (15.28),		при Z 0 = 75	Ом это
соответствует	Z« = 180 Ом, Z«=31		Ом.	Дл я	получения	высокого
коэффициента	связи требуется большая			разница между Z% и Ze a •
т. е. большая	емкость между внутренними проводниками. Поэтому
их сближают	и обращают	друг к другу		широкими плоскостями.

Длина моста /=іЯо/4. Двухпроводный мост используется на теле визионных станциях для сложения и деления мощностей передат-

<<< < Предыдущая 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 4243 / 4943 44 45 46 47 48 49 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке книги из ГПНТБ