Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Башкирский Государственный Аграрный Университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

книги из ГПНТБ / Семенов Н.А. Техническая электродинамика учеб. пособие для электротехн. ин-тов связи

.pdf

Скачиваний:

302

Добавлен:

27.10.2023

Размер:

23.29 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 3940 / 4940 41 42 43 44 45 46 47 48 49 > Следующая >>>

для фильтра Чебышева

Arch (а3/ап)	•	<14-69 >
П = АДЬЕ,	•	<14-69 >
		Б

Полученное значение п округляют до большего целого числа. Для чебышевского фильтра п должно быть нечетным, так как его реализация на свч при четном числе звеньев затруднительна. За пас, который получается при округлении числа п, проектировщик волен употребить на уменьшение ап, увеличение а3, либо расши рение полосы П.

Задача определения добротностей Qm в схеме рис. 14.28 реша ется в курсе линейных электрических цепей. Приведем без вывода

(см. [2]) формулы для нагруженных добротностей:
для	фильтра		Баттерворса
для	фильтра		Qm=QoSmVa^'							(14.70а)
для	фильтра		Чебышева
			Qm = Qo —				•			(14.706)
о	о	•	(2m— 1) л	™		Ят
о	о	•	(2m— 1) л	™	і	о
Здесь	Sm	= sin - і — ^ — ;		т =	1, 2,..., п;
			In
Цх = sh Г— A r s h ( - M l ;				qm	= ——			2 (m — 1) л		,m>\
Цх = sh Г— A r s h ( - M l ;				qm	= ——		\ q\ + sin!			,m>\
		In	\ а п IJ			°m-l	I		симметрич
Можно заметить, что распределение добротностей									симметрич
но, т. е. Qi = Q„; Q 2 = Q n - i .				Хотя		схема		низкочастотного аналога
изображена с помощью символов						L	и	С, определять	параметры

Этих элементов не требуется, так как они не имеют смысла для объемного резонатора.

На резонансной частоте /о нормированное входное сопротивле ние г0 каждого резонатора должно быть равно характеристическо

му сопротивлению	соединительных	линий 2 = 1 . При этом	отраже
ние от резонатора	полностью отсутствует: \Г\ = j 5 ц \| =0 .
Итак, для каждого резонатора		известны три основных	парамет

ра: i/o, Qm и г 0 = 1 , т. е. схема рис. 14.28 полностью определена.

ПОЛОСОВЫЕ ФИЛЬТРЫ С ЧЕТВЕРТЬВОЛНОВЫМИ СВЯЗЯМИ

С о о т н о ш е н и я э к в и в а л е н т н о с т и . Объемные резонаторы, используемые в фильтрах, имеют обычно электрическую связь с трактом и эквивалентны параллельному колебательному контуру. Поэтому реализация на свч нечетных (шунтирующих) звеньев фильтра-аналога не встречает затруднений.

Однако и четное звено (последовательный колебательный кон тур) можно заменить параллельным контуром, включенным через четвертьволновые отрезки линий с нормированным волновым со противлением zT= 1 (рис. 14.296).


Докажем следующее положение:				смещение		плоскости			отсчета
в любом	плече волноводного узла		на	четверть		длины		волны		пре
образует	нормированные	проводимости			в нормированные				сопро
тивления	и наоборот. Пусть в сечении k				комплексный			коэффициент
отражения в линии Гк.		Согласно	ф-лам		(8.53)	и	(8.58) в		этом	се
чении	определяются	zk=(l+rk)/(l~rk);			yh=		(1 — Гк)/(		1 +Th).
Предположим, далее, что сечение m расположено							с любой		стороны

Ф,. Л»'* ,<?> Aall

Г=1

Рис. 14.29

от сечения k на расстоянии в четверть длины волны: / = >±Л0 /4. Сог ласно ф-ле (14.22), при рУ = '±(2я/Ло)(Ло/4) = ± п / 2 , Гт = ГкеЩ1 = = —Гк. Нормированные сопротивления и проводимости во втором сечении ( т = 1,2)

		1 +гк	1	(14.71)
Ук2*=	Уп	- _	1
Ук2*=	Уп		Ук

Отсюда следует эквивалентность схем рис. 14.29а, б. В самом деле, по схеме рис. 14.29а нормированное сопротивление после

довательного	контура	(в сечении 1),		согласно		ф-лам	(11.46)	и
(11.5), z\(і/) =	\\у\(f) = 1 -fig,		так как	г 0 = г = 1 .	В	схеме	рис. 14.296
сопротивление	нагрузки	г = 1	можно	считать	присоединенным			не
посредственно	к параллельному контуру, так				как zT=l.		Согласно

(11.4а) 2K (if) = 1/(1 -Н£). Входное сопротивление линии на расстоя

нии Ло/4 от сечения k, согласно ф-ла_м	(14.71), zt(f)	= l/zK(f) = 1 -fig,
что совпадает с выражением для z\(f)	в схеме	рис. 14.29а. Оче

видно, результат будет тот же, если определять в обеих схемах со противление в сечении 2, поместив нагрузки г= \ в сечении 1. Та ким образом, эквивалентность обеих схем установлена. «Парал

лельный» резонатор с четвертьволновыми отрезками линий на		вхо
де и выходе эквивалентен последовательному	колебательному	кон

туру-

Следовательно, фильтр свч (рис. 14.27) эквивалентен много звенному фильтру, изображенному на рис. 14.28, если /12 = ^23 =

=?34= . . . =Ло/4. Пунктирные плоскости отсчета соответствуют се

чению непосредственно на входе резонатора, где он эквивалентен параллельному контуру. Заметим, что эквивалентность схем рис 14.29а, б, а также схем рис. 14.27 и 14.28 установлена только для

частоты /о. На любой другой

частоте

длина

вставки

отличается

от четверти

длины

волны и трансформация сопротивлений не со

ответствует

ф-лам

(14.71). В

полосе 10н-15% искажения частот

ной характеристики по этой причине

Aj7

невелики

и их можно не учитывать.

К о а к с и а л ь н ы е и п о л о с к о

в ы е ф и л ь т р ы с ш у н т и р у ю

щ и м и р е з о н а т о р а м и .

Коакси

альный

фильтр

с четвертьволновы

ми

связями

короткозамкнутыми

концами показан на рис. 14.30. Здесь

-ср

использованы проходные

коаксиаль

ные

резонаторы,

рассмотренные

Рис. 14.30

11.9. Длина

каждого

резонатора

должна

быть

кратна

полуволне

/ = я(Ло/2). Его связь

с основным

трактом

регулируется

смещени

ем резонатора в поперечном (к тракту)

направлении.

Нагруженная добротность резонатора в таком фильтре опре

деляется из ф-л (11.49) и (11.56):

zcP

sin2 ft za.

(14.72)

Так как Qo3>QH, первое слагаемое в правой части этого выра

жения не очень существенно. Поэтому

Q H

зависит в основном

от

места

включения

резонатора

го,

отношения

характеристических

сопротивлений (ZJZcp)

и числа

полуволн

q. На

рис. 14.30 z2<Z\

= 23 , Следовательно,

Q H 2 > Q H 1 =

QH3-

включении

коаксиаль

Следует иметь в виду, что при указанном

ных резонаторов на тех частотах

fA, для

которых любое

из плеч

шунта

кратно полуволне, т. е. Z 0 = ^ I ( A A / 2 )

либо

(/—г0 ) =

#2(ЛА/2),

возникают «антирезонансы» — весьма большая проводимость в точке их присоединения. На этих частотах резонатор эквивален

тен	последовательному контуру.	Ослабление фильтра	на часто
тах	/ А очень велико. Совместив	частоты антирезонанса	с /З н и / з в ,

можно получить большие значения А3 и высокую крутизну частот ной характеристики ослабления в области перехода от полосы про зрачности к полосе заграждения. Однако, если fA близко к гра ницам полосы пропускания, частотные характеристики резонаторов резко меняются по сравнению с характеристикой одиночного ко лебательного контура и нарушается эквивалентность схем рис. 14.30 и 14.28. Расчет такого фильтра требует более сложных ме тодов.

В качестве резонаторов с равным успехом используются полу

волновые	отрезки,	разомкнутые на концах [тогда в	ф-ле (14.72)
sin2 рг0 заменяется		на cos2 pz], или четвертьволновые,	разомкнутые
на одном	и замкнутые на другом концах (см. параграф 11.3).

Теория и конструкция фильтра в полосковом исполнении со вершенно аналогичны рассмотренным. Наиболее технологичен в этом случае фильтр с разомкнутыми на концах резонаторами.

ФИЛЬТРЫ С ЧЕТВЕРТЬВОЛНОВЫМИ СВЯЗЯМИ И с о о с н ы м и РЕЗОНАТОРАМИ

В о л н о в о д н ы е ф и л ь т р ы . Фильтры с цепочкой резонаторов, соосных с основным трактом (расположенных друг за другом), вы полняются на прямоугольном волноводе и полосковой линии. Пря моугольному волноводу с основной волной типа #10 соответствует

проходной волноводный	резонатор с	основным	колебанием	Нш,
либо колебанием Нт	(см. параграф	11.4). Собственная доброт
ность резонатора Q0 очень велика; нагруженные добротности				ре
зонаторов широкополосных фильтров QH должны быть сравнитель
но малы. Это обеспечивается высокой		связью между резонатором
и трактом.
Если резонатор со слабой связью		образуется	из волновода	по

перечными проводящими стенками с небольшими отверстиями свя зи, то резонатор с сильной связью создается при ограничении уча стка волновода двумя реактивными диафрагмами со сравнительно

небольшой нормированной проводимостью. Наилучшие	результа
ты дают стержневые диафрагмы (см. параграф 13.5), у	которых

реактивное поле имеет малую протяженность, что исключает па разитные связи между диафрагмами.


Расчет величины связи резонатора с							А -
трактом через диафрагму			требует		особого
рассмотрения, так как в гл. 11 такой					случай		• Плечо Z
не изучался. Проводимость или шунтирую
щее сопротивление		диафрагмы определя
лись для случая, когда она помещена в со						Плеча I
гласованный	на конце волноводный				тракт.
В резонаторе положение существенно иное:
волны многократно отражаются от его кон							7\
цов и суммарное отражение падающей на						•	Z
резонатор волны		определяется		полем его
стоячей волны, суммой бегущих в обоих на						Рис.	14.31
правлениях волн. Начнем			с рассмотрения
одиночной диафрагмы в волноводном тракте.
М а т р и ц а	р а с с е я н и я			и н д.у к т и в н о й . д и а ф р а г м ы .

Реактивное сопротивление диафрагмы 2д = і % = і/(—Ьд ). Согласно (14.16), ее матрица в плоскости D (рис. 14.31):

is] =	U - Г - і .		[ 2 * й	(14.73)
	1 + І 2 * д	І2х„	— 1

Коэффициенты отражения г>ц=52 2 в этом сечении комплексны, что неудобно для дальнейших выкладок. Сместив плоскости отсче та в первом и втором плечах на одинаковое расстояние d, легко получить чисто вещественные коэффициенты отражения; в этих сечениях эквивалентная нагрузка чисто активна. На рис. 14.31 показаны направления положительного смещения на расстояние d;

391

плоскости отсчета оказываются позади плоскости диафрагмы D. Согласно ф-ле (14.22), новая матрица

IS']	=	— 1	І2хд
		1 + і 2 ХД І2х д	—1

имеет вещественные коэффициенты отражения в том случае, если коэффициент перед ней вещественен. Фазу знаменателя arctg2xa приравняем фазе числителя 2 p<af и получим необходимый сдвиг

arctg(2xf l ). (14.74)

Смещение тем меньше, чем меньше шунтирующее сопротивле ние х д диафрагмы. После сокращения равных фазовых множите лей матрица рассеяния диафрагмы в плоскостях 1 и 2 приобретает вид:

	IS]'			1	\2хл	; Мл =У	1 +4хд	2 .	(14.75)
			і
				2хп
Модуль	знаменателя		Мл	остался		неизменным. При хд <СІ			коэффи
циенты	отражения в		плоскостях			отсчета близки к		— 1 , т. е. эти
плоскости эквивалентны короткому замыканию.
Р е з о н а т о р		с	о д н о й		д и а ф р а г м о й		(рис. 14.32). Преж^
де всего, уточним		длину этого			резонатора. Резонансу			соответствует

расстояние между плоскостями короткого замыкания, кратное по луволне. В данном случае указанное условие должно учитывать

смещение плоскости	отсчета:
1Э = / +	d = q&0/2 = qn/fo =	qvelx/2f0V~K.	(14.76)

Энергетический режим резонатора определяется из рассмотре ния одного цикла движения волны. Пусть на диафрагму со сторо-

	Г=-1	Г "		-1
	'	L _
	'	1	хдг\	!	Выход
			хдг\	!	Выход
		і •
		%
Р вс 14.32	Рис.	14.33
ны резонатора падае-; волна мощностью		Ліад. Мощность	уходящей
В ВОЛНОВОД ВОЛНЫ Рт	— Рпад 5 1 2 2 . Мощность бегущей волны,				отра-
женной в резонатор,	Роет=Рпад Sn]2. Мощность потерь		в	резона-

392

торе Ро с помощью ф-лы (11.29) можно выразить через мощность бегущей, а затем через мощность падающей волны:

р	_	шсоо	0№Ц = 2я/о 2/эРбег	_ 2 я Д ,	%	Р б е г
'о	—	~
			2л	1	Р п а Д .
			(Кк)а
			</,.'/7742

После отражения волны от задней стенки резонатора цикл пов торяется. Нормированное входное сопротивление такого резона тора, согласно ф-ле (11.42) с учетом (14.75), выражается соотно

шением:

7 ° =	Ро	= £ -	= іТТГ Т- ^		= —	^ К	Т •	(Н.77)
	Ро	QBH	\| S U I 2	2ЛЦ	Л q
П р о х о д н о й в о л н о в о д н ы й					р е з о н а т о р		(рис.	14.33),

образованный двумя шунтирующими диафрагмами с сопротивле ниями Хді И Х Д 2 , ИМЄЄТ ЗКВИВаЛЄНТНуЮ ДЛИНу /3=1/1 + ^ 1 + d 2 , ГДЄ 0*1,2

определяются по ф-ле (14.74). Нормированные сопротивления ре

зонатора	со стороны	входа	и выхода r 0 i и г02			рассчитываются по.
ф-ле (14.77). Нагруженная			добротность		в соответствии		с	ф-лой
(11.49)			2	2			( 1	4 J 8 )
	_ L	= _ L +		(4і + *д)	(y^f	_
	QH	Qo		л q
Если	Qo>'QH и диафрагмы			одинаковы, то		Qn = nqf{^xl	(V~R)2].

Нагруженная добротность резонатора зависит от величины шунти рующего сопротивления диафрагм и числа полуволн на длине ре зонатора; обычно выбирают <7=1.

Собственная добротность резонатора, ограниченного диафраг мами, значительно меньше, чем добротность аналогичного резона тора со сплошными замыкающими стенками. Поэтому часто при ходится учитывать Qo в ф-ле (14.78). Существенные потери возни кают в стержнях диафрагм, так как плотность тока в них велика.

При неизменном сопротивлении	л:д потери	в диафрагме	возрастают
с увеличением числа стержней,	так как	их диаметр	приходится

уменьшать. Обычно число стержней в диафрагме не превышает трех.

Итак, с помощью ф-лы (14.78) по заданной внешней доброт ности определяется проводимость диафрагм волноводного резона тора, а затем по графикам вида рис. 13.14 — их конструктивные

размеры.
В о л н о в о д н ы й	ф и л ь т р	с	ч е т в е р т ь в о л н о в ы м и
с в я з я м и (рис. 14.34)	представляет		собой отрезок волновода, в

котором с помощью индуктивных диафрагм выделены полуволно вые резонаторы. Диафрагмы на концах каждого резонатора выб раны одинаковыми. Между резонаторами оставлены четвертьвол новые промежутки. За счет смещения плоскостей отсчета все вы-

	All			All			A/2*
Вход		X1	о 2	0,	Z lo\|	\|ol 3	Q7 J o \|
*" l o	n
			!		I ? i	\J	Ф! Выход

J I T

Л/4

Рис. 14.34

шеуказанные расстояния несколько сокращены. Такой фильтр со ответствует схеме, изображенной на рис. 14.28 и эквивалентен ко аксиальному фильтру рис. 14.30. Основное преимущество фильтра с четвертьволновыми связями заключается в том, что резонаторы легко испытать и настроить отдельно друг от друга, предусмотрев разъемы в середине Л/4 отрезков.

ПОЛОСОВЫЕ ФИЛЬТРЫ С НЕПОСРЕДСТВЕННЫМИ СВЯЗЯМИ

Существует метод, позволяющий устранить четвертьволновые вставки между резонаторами, не меняя свойств фильтра, что при водит к уменьшению общей длины фильтра и упрощает его кон струкцию. Рассмотрим свойства участка тракта между двумя со

седними		резонаторами.
	Ч е т в е р т ь в о л н о в ы й				о т р е з о к	с д в у м я		д и а ф р а г
м а м и		н а	к о н ц а х ,	разделяющий, например,			первый и второй
резонаторы			(рис. 14.35а),		представляет	собой	последовательное
	В	A	DC
All	І—і-		-і—ґ	Л/2
	• Ы -

X, о I

++•	- rf
а.

-,—-t— и:

и: -и;

Рис. 14.35

соединение трех двухплечих волноводных узлов: индуктивной диа фрагмы х\ между сечениями А и В; линии_длиной Л/4 между се чениями В и С; индуктивной диафрагмы х2 между сечениями С

394

а)

Диафрагма„ 1"

Л/4 -линия

Дааіррагма„2"

5г1

—1»

- L

\у. LZXZ/MZ

/ • — X

;

$11

S22

\щ

5п

12х,/М,

12Щ/М,

аг

Г""-"

( і—-=*-=—і

Рис. 14.36

и D. Покажем,

что зго соединение

эквивалентно

одной

индуктив

ной диафрагме

с сопротивлением

хэ

между сечениями А и D (рис.

14.35е),

т. е. четвертьволновую

линию

можно

исключить.

Последовательное

соединение

узлов

рассматривается

методом

ориентированных

графов

(см. параграф

6.7).

Граф

5-матрицы

двухплечего узла

(рис. 14.36а)

совершенно аналогичен

графу для

двух сред (рис. 6.12) с заменой

обозначений

Г и Г на Shm- Пост

роим теперь на основании ф-лы

(14.75) графы двух диафрагм, сое

динив их ветвями с передачей

е - і

р л /

4 = e _ i

I t / 2 = — і ,

соответствующих

четвертьволновому

отрезку линии

без потерь.

Определим

по соотношению

(6.35),

одинаково

пригодному для

ненормированных и нормированных значений элементов матрицы,

коэффициент передачи

S21

из плеча

1 в плечо 2. Д л я прямой

вол

ны существует всего один путь афійфі

с передачей Рі = і (2ЛГІ/МІ) X

X (—і) (і Іхг/Мч);

он касается

единственного

контура

Ьгафзафг

с передачей L [ ( 1 ) = ( — і ) (—1/М2 )(—і) (—\/М{).

Поэтому

недиаго

нальный

элемент

матрицы

соединения в целом

имеет вид:

<-.

i 4 x 1 x 2 / ( M 1 M 2 )

і 4xt

х2

І\Л 7Q\

_ _

1 +

M j A

j 2 .

•

Коэффициент отражения в плече / определяется путем афі с

передачей Р\ = — 1 /Мі,

не

касающемся

контура

L } 1 * ,

путем

а1Ь2аф3аф1

с передачей Р 2 =

( і 2 x J M i ) 2 ( — і ) 2 ( — 1 / М 2 ) .

Следовательно,

МУ+MXMJ	М\М2	- ^ - О + ^ І ) - ^				М І +
1 1	1	1+МхМ2		1 + Л І х М г
1 + M i A i 2
					(14.80)
Поскольку	коэффициент	передачи	5 ц вещественен	и	выражен
через Mi и Мг симметрично, то справедливо равенство					(14.25)	и
522=iSii. Кроме того, легко		показать,	что \| 5 ц — _ 121 = 1;		следова
тельно, удовлетворяются ф-лы (14.17)			и полученный	узел можно

представить		сопротивлением,		шунтирующим			тракт.	Сопоставим
ф-лы (14.79)		и (14.75),	определив		5 ц = — 1/Ма		и S2i	= i2xa/MB,		где
і хэ — сопротивление эквивалентной					диафрагмы. Тогда
		- _	2 ^ х 2	, м	_ 1 + Мх Мг				(14.81)

причем	удовлетворяется		равенство		МЭ=У	1+4x1.
Это	доказывает эквивалентность схем					рис. 14.35а, в			при	выбо
ре хэ по ф-ле (14.81). Если шунтирующее						сопротивление			диафрагм
мало: Xi,2<Cl, М{хM2~l,			то	х9жх\Х%.
Эквивалентная диафрагма				имеет меньшее			сопротивление,			т. е.

большую проводимость, чем исходные. Это облегчает ее конструк тивное выполнение: можно увеличить число стержней или их тол

щину. Расстояние d3 рассчитывается						для хэ по ф-ле (14.74).
В о л н о в о д н ы й			ф и л ь т р		с	н е п о с р е д с т в е н н ы м и
с в я з я м и	(рис. 14.37)		получается		из фильтра рис. 14.34 после ис
ключения	четвертьволновых			отрезков. Он имеет меньшую длину
Л/2		\^-^-		А/2		^
Вход	Or	!°\|	5,	1°	в.	'I Выход
\|0 —	Or	•32	5,	1о		\х3
19.Г'		•32		33		\х3
1
	ЧЭ2	І32	"33
Рис. 14.37

и минимальное число диафрагм. Собственные добротности резо наторов в таком фильтре выше, чем в первоначальной схеме, так как меньше потери в диафрагмах, разделяющих резонаторы. Кро ме того, устранена причина, искажающая частотные характери стики фильтра в полосе пропускания. Теперь можно считать, что


введен	и	затем исключен	отрезок,	равный четверти длины		волны
на любой		частоте. Поэтому схемы		рис. 14.37 и рис. 14.28		эквива
лентны без сделанных ранее оговорок.
Для настройки частоты волноводного резонатора и проводи
мости	диафрагм предусматриваются				настроечные емкостные вин
ты в плоскостях диафрагм			и в центре		резонатора.

Эквивалентная схема волноводного фильтра с непосредственны


ми связями чрезвычайно проста: это линия, шунтированная				индук
тивными сопротивлениями, расположенными		с интервалом		в Л/2.
П о л о с к о в ы й ф и л ь т р . Такими	же	свойствами	обладает
цепь из полуволновых отрезков линий,	разделенных		последова

тельно включенными конденсаторами. Подобная схема легко реа лизуется на полосковой линии; последовательной емкостной реак тивностью служит зазор шириной іб в ленточном проводнике линии. Малые зазоры (б<0,25 мм) практически неосуществимы. Поэтому.

если требуются сравнительно большие емкости, прямой зазор за меняют зигзагообразным, на концах лент делают соответствующие друг другу выступы и впадины.

Характеристики фильтров с шунтирующими индуктивностями и последовательными емкостями совпадают в том случае, если нор мированная проводимость каждой диафрагмы равна нормирован

ному	сопротивлению	соответствующего зазора: Ья = х3			(либо хл=
— Ь3).	С учетом такой замены полосковый		фильтр	рассчитывают
по полученным выше		ф-лам (14.72), (14.81).
Для определения		емкостной проводимости	зазора	в	симметрич

ной полосковой линии имеется приближенная формула [22], спра

ведливая	при . тонкой ленте достаточно большой	ширины (£->-0,
w/b>0,6	на рис. 10.14) b3= (p6/jt)lncth(jti6/2b).	Следует учесть,
что в окрестностях зазора из-за разрыва ленты		распределенная

емкость самой полосковой линии уменьшается, что приводит к не обходимости увеличить длину резонатора с каждой стороны на величину d' = n62/(4b). Длина каждого резонатора определяется между средними линиями; кроме указанного удлинения, учитыва

ется	более существенное укорочение по	ф-ле (14.74) с	заменой
х д на	Ъ3.
	РЕЖЕКТОРНЫЕ ФИЛЬТРЫ
Режекторные или полосно-заграждающие		фильтры имеют	харак

теристику ослабления (рис. 14.38), противоположную характери стике полосно-пропускающих. Это позволяет описывать их частот

ные характеристики теми же соотношениями							вида	(14.67) и (14.68),
заменив нормированную час				А дб
тоту i \| на		обратную \|<р ) , но-		А дб
иному связанную с истинны						Ч	1	и
ми частотами. Тогда вместо				А.
(14.65) запишем				А.
6 ( Р ) =	_	1	7/7 (р)			/і	:		!\
			f2			/і	:		!\
			1-0		/ !		л"!		\|
	Я ( Р )		(14.82)	А,	/~ •! I —		— !г —		\—"1
	2 Д /		(14.82)	А,	/~ •! I —		— !г —	—	\—"1
	2 Д /					1	1		1
						1	1		1
где П№>=/„—/».						І?	±~		-8-і
Шкала		инвертированных		Рис. 14.38
частот	£(Р>	показана на рис.		Рис. 14.38
частот	£(Р>	показана на рис.
14.38. Последовательное соединение элементов LC без потерь имеет
нормированное			сопротивление	z='\x = [\,		а	параллельньш			иде
альный	контур — такую же проводимость					у='\Ь=>\%,			т. е. z=\ly —
— —i/g. Инверсии частот соответствует					замена ш схеме рис.					14.28

<<< < Предыдущая 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 3940 / 4940 41 42 43 44 45 46 47 48 49 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке книги из ГПНТБ