Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Башкирский Государственный Аграрный Университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

книги из ГПНТБ / Семенов Н.А. Техническая электродинамика учеб. пособие для электротехн. ин-тов связи

.pdf

Скачиваний:

302

Добавлен:

27.10.2023

Размер:

23.29 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 3839 / 4939 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 > Следующая >>>

где R„=Ze(—L/2) и Rh—ZC(LI2) — заданные сопротивления в на чале и конце перехода. На нулевой частоте согласование не улуч шается.

ПЕРЕХОД С ЧЕБЫШЕВСКОЙ ХАРАКТЕРИСТИКОЙ

Из всех плавных переходов чебышевский имеет наименьшую дли ну при одинаковом перепаде сопротивлений и требованиях к сог ласованию 116]. Частотная характеристика коэффициента отраже ния этого перехода получается из ф-л (14.46) и (14.47) при п->-оо

иnl=L:

r(V)

= rMcos(Vp-1>lL),

/>/„'

(14.57)

r(p)

r M c h ( v j 3 ^ L ) ,

/ < / „

где \ГМ|

^ |Г|доп — максимальный

коэффициент

отражения

в ра

бочей

полосе

частот;

В Н = 2 Л / Н / У ;

— нижняя

частота

полосы

сог

ласования.

Г(6)

полосе

согласования

І / Н ^ / < О О

имеет

одинаковые

по

величине осцилляции, амплитуда которых равна \ГМ\

(рис. 14.16а).

При

/ < / я коэффициент отражения

увеличивается

уменьшением

частоты. Так как по ф-ле (14.56)

при 6 = 0

Г ( 6 ) = М ,

из

(14.57)

следует,

что

Г., — —Ц-

; L = — Arch

(14.58)

Здесь

L — длина

перехода,

обеспечивающая

заданное

согла

сование

\ГМ \ = КІдоп.

переход,

реализующий

характеристику

Чебышевский плавный

вида

(14.57), имеет на концах две ступеньки, где

характеристиче-

•ское

сопротивление

меняется скачком

на

небольшую

величину

(при практическом выполнении эти ступеньки могут быть скруг лены). Сосредоточенные коэффициенты отражения от этих сту

пенек в два раза меньше Гм	и равны между		собой: Г с т = 0,5Гм.
Этим отражениям по ф-лам	(14.37)	соответствуют следующие из
менения характеристического	сопротивления:
AZn = 2rcTRn = rMRn;		AZK = TURK.		(14.59)
Совместное действие отражений на		концах и	по длине	перехода

вызывает равноамплитудные осцилляции в полосе согласования, описываемые (14.57).

От значения (Rn+AZn) до (RK—AZK) характеристическое со противление перехода изменяется плавно. Функция местных отра жений (рис. 14.166) записывается через модифицированную ци линдрическую функцию /і, как

к '

V I —с»

где £ =2z/L — нормированная	продольная координата (£= ± 1 на
концах перехода).
а)
д)	->f(z)

Рис. 14.16

Функцию изменения характери стического сопротивления вдоль пе- 1fi

рехода определим, подставив ф-лу (14.60) в (14.54) (см. рис. 14 . 16в):^

lnZ(2) = lnZ(0) +

+ rM.(?HLTO£,fiHL).	(14.61)	V	ofi о,в	0 f i	ifi
	Рис.	14.17
Функция Ф нечетная и представляет интеграл, который					не бе
рется в общем виде:
	^ F ID	Г "І/ 1	к о \	(14.€.62)
Ф (С, Р, Ц ^ -	Ф ( - С. Р, Ц = f/ х ( Р "L^Zl%)		d £	(14.€.62)

Семейство графиков для этой функции, рассчитанных на ЭЦВМ, приведено на рис. 14.17. Параметром является отношение М/Гм= ch(faL) (ф-ла (14.58)], выраженное в децибелах.

ЭКСПОНЕНЦИАЛЬНЫЙ ПЕРЕХОД

В некоторых устройствах применяют плавные переходы с измене нием характеристического сопротивления по экспоненциальному закону

Z,(z) = K „ e 2 b z .

(14.63)

379

Если	известны сопротивления на		концах		перехода: Rn		и RK =
-=J?n e2 "-,	то b=(l/2L)\n(ZK/Zn)=M/L.		в	По	ф-ле	(14.53)	функция
местных	отражений Г(г)	=fe= const	в	пределах		— i L / 2 ^ z ^ L / 2 .
Коэффициент отражения		от перехода,	согласно ф-ле (14.55),
		L/2
	Г (В) =	26 J cos2pzdz =		M s [	n V L		(14.64)
		о

представляет собой известную из теории спектров осциллирующую кривую (sinx/x), максимумы которой монотонно уменьшаются с ростом частоты. Это бесполезное, по существу, улучшение согла сования на высоких частотах приводит к тому, что длина экспо ненциального перехода с тем же согласованием значительно боль ше, чем чебышевского (см. задачу 14.1). Экспоненциальный пере ход весьма далек от оптимального. Иногда все же простота изго товления оправдывает его использование; так, у коаксиального перехода с коническими поверхностями проводников Zc(z) меня ется почти по экспоненциальному закону.

14.7.Переходы между волноводами и линиями разных типов

СОСРЕДОТОЧЕННЫЕ ПЕРЕХОДЫ

При построении тракта часто необходимо передать волну в волно вод или линию другого типа; при этом неизбежно преобразование типа волны. Любой переход должен быть согласован в рабочей полосе частот и иметь возможно меньшие потери. Переходы с от носительно узкой полосой согласования создаются при помощи одиночных элементов связи. Их можно рассматривать как воз будители той или иной волны в волноводе и рассчитывать по фор мулам, приведенным в параграфе 9.8.

П е р е х о д ы	о т к о а к с и а л ь н о й	л и н и и к	п р я м о
у г о л ь н о м у	в о л н о в о д у . На рис.	14.18 показано	несколько

используемых на практике конструкций таких переходов. Во всех случаях внешний проводник линии присоединяется к волноводу

Ноансиальная

Диафрагма \

Диафрагма

Рис. 14.18

380

по периметру отверстия, а внутренний		заканчивается	штыревым
вибратором. Наиболее	употребителен	зондовый переход (рис.
14.18а). Утолщение на	конце штыря в	виде пестика	увеличивает

широкополосность перехода и его электрическую прочность. Пе реход с поперечным стержнем (рис. 14.186) обеспечивает более точную и жесткую установку внутреннего проводника, а также почти равномерное распределение тока в его вертикальной части; токи в горизонтальной части, перпендикулярные вектору Е волны

типа # ю в волноводе,		не играют роли		в возбуждении волны. Зна
чительную	мощность	можно	передать	с помощью зонда типа
«дверная	ручка» (рис. 14.18в).		Во всех	случаях для установления

в волноводе режима бегущей волны служит реактивная диафраг

ма.	С ее помощью можно получить	коэффициент отражения
Г<5%	в полосе частот порядка 10—15%.
П е р е х о д ы о т к о а к с и а л ь н о й		к п о л о с к о в о й ли
н и и .	Переход от коаксиальной к симметричной полосковой		линии
с тем же характеристическим сопротивлением выполняется			весьма

просто: соединяются центральные проводники обеих линий, а на ружный проводник коаксиальной линии соединяется с внешними проводниками полосковой. Такой переход обеспечивает /с с в =1,03 — 1,05. Если сопротивления Zc линий не равны, сопротивления транс формируют любым известным способом; трансформирующий пе реход удобнее выполнять на полосковой линии.

Переход от коаксиальной линии к несимметричной полосковой выполняют под ирямым углом (на рис. 14.19 дан 'разрез по оси коак сиальной линии); в этом случае оболочку коаксиальной линии сое-

іришка

Рис. 14.19 Рис. 14.20

диняют с широкой пластиной, а внутренний проводник — с лен той. Такой переход имеет тсСв= 1,04—1,07 {17].

Д е т е к т о р н а я			с е к ц и я	объединяет волноводно-коаксиаль-
ный	переход	и коаксиальную		нагрузку.	Поглотителем мощности
свч	в данном	случае	является	детектор,	обладающий нелинейным

сопротивлением. Эта мощность преобразуется им в колебания бо лее низкой частоты, которые поступают на вход приемника или измерителя. В конструкции рис. 14.20 настройка (на отсутствие

отраженной волны) осуществляется поршнем в конце	волновода;
с изменением расстояния z0 меняется одновременно	активная и

реактивная составляющие входного сопротивления штыря [ф-лы (9.64), (9.65)]; реактивная составляющая компенсируется затем ин дуктивным коаксиальным шлейфом, совмещенным с держателем детектора. В коаксиальный кабель подается сигнал, преобразован ный детектором. Блокировочный проходной конденсатор (шайба со слюдяной прокладкой) предотвращает просачивание в него свч энергии.

ПЛАВНЫЕ И СТУПЕНЧАТЫЕ ПЕРЕХОДЫ

Переходы с постепенным изменением размеров и формы попереч ного сечения волновода обеспечивают широкополосное согласова ние соединяемых волноводов. Выбор оптимальных параметров та кого перехода сводится к такому же подбору коэффициентов от ражения от ступенек Гт или функции местных отражений Г(г), как это указывалось в предыдущих параграфах. Отличие состоит лишь в том, что эти величины определяются в результате решения особой для каждого случая электродинамической задачи (если речь не идет о соединении двух линий с ТЕМ-волной). Дело в том, что понятие характеристического сопротивления, как уже отмеча лось, даже к регулярным волноводам применимо со значительной

долей условности и с точностью до постоянного						коэффициента.
Величина Zc	неприменима для сопоставления				волноводов		с	раз
ной формой поперечного сечения.
П е р е х о д ы о т п р я м о у г о л ь н о г о в о л н о в о д а к по -
л о с к о в о й	и	к о а к с и а л ь н о й	л и н и я м			(рис.	14.21).
В обоих случаях		выполняют плавный широкополосный переход от
		прямоугольного				волновода в
		виде участка П-образного вол
		новода,		образующегося				при
		введении		в	волновод		гребня.

Г 1

Рис. 14.21

Рис. 14.22

Структура поля в П-образном волноводе, как известно, довольно близка к полю ТЕМ-волны. К этому гребню присоединяют ленту несимметричной полосковой линии, соосной с волноводом, либо центральный проводник коаксиальной линии, перпендикулярной

йолноводу; конструкция обеспечивает почти полное отсутствие из лучения из открытого конца волновода. Второй проводник соеди

няют с широкой стенкой		волновода.
П е р е х о д ы	о т	п р я м о у г о л ь н о г о	в о л н о в о д а	к
к р у г л о м у ,	с в о л н о й т и п а Я ц . На		рис. 14.22 показан

плавный переход. Сходство структуры преобразуемых волн поз воляет хорошо согласовать эти волноводы при сравнительно не-

Рис 14.23

большой длине перехода /=(2-4-3) Л. Широко используется также более компактный ступенчатый переход с промежуточной секцией длиной Л/4, сечение которой соответствует середине плавного пе рехода; он обеспечивает удовлетворительное согласование (Ксв<1,1)» в 10-процентной полосе частот. Существенно улучшить

частотные характеристики можно, применив ступенчатый					переход
из двух или трех секций.
П е р е х о д ы	от	п р я м о у г о л ь н о г о		в о л н о в о д а		к
к р у г л о м у с	в о л н о й т и п а #сц.		Плавный	переход	на	рис.
14.23 осуществляется		преобразованием	прямоугольного		сечения

волновода в трапецию и сектор с последующим увеличением угла сектора до 2я. Здесь использована аналогия в поперечной струк туре поля в секторе круглого волновода с волной типа # ю в пря

моугольном волноводе. В другом переходе волна Яоі в прямоуголь

ном	волноводе вначале преобразуется в волну Я2 о в прямоуголь
ном	'волноводе увеличенных размеров, последний переходит в

Рис. 14.24

крестообразный, а затем в круглый. На рис. 14.24 показан ряд по следовательных сечений такого перехода. Потери в плавных пере ходах в полосе частот составляют 0,2-^-0,6 дБ, /сс в = l,l-f-l,2.

Возбуждение волноводов поверхностной волны, рассмотренное в параграфе 12.9, также осуществляется при помощи плавных пе реходов.

ВРАЩАЮЩИЕСЯ СЕКЦИИ

Для питания антенн с круговым вращением или других подобных устройств необходима волноводная конструкция, обеспечивающая стабильность передачи при вращении одной части волновода отно сительно другой (рис. 14.25). Очевидно, для этой цели пригодны

коаксиальная линия с волной ТЕМ (для частот до 5 ГГц) и круг лый волновод с волнами типов Бої и Но\. Во всех этих случаях волны симметричны относительно оси вращения. Необходимой ча стью секции является бесконтактное дроссельное сочленение с ма лым зазором в узле тока (параграф 13.4). Проникающая через зазор часть волны затухает в кольце из поглощающего материала. Переход (рис. 14.25а) использует коаксиальную линию с двумя зондами, введенными в прямоугольные волноводы. Если оси пря моугольных волноводов перпендикулярны, удобен переход, изоб раженный на рис. 14.256. В обоих случаях внутренний проводник не имеет разрыва.

В волноводной секции (рис. 13.25s) используется	волна	типа
£оі- В месте соединения прямоугольного и круглого	волноводов
вертикальная составляющая электрического поля волны типа		# ю
переходит в осевую и радиальную составляющие волны Еои а		маг
нитное поле Нх и Hz в азимутальное поле Я ф . Важно	эффективное

подавление несимметричной волны Ни, имеющей более низкую критическую частоту, иначе мощность на выходе будет изменяться при вращении в соответствии с изменением плоскости ее поляри

зации. Для этой цели применяют	кольцевой фильтр	(рис. 13.226).
Волна #oi круглого волновода в	таких переходах	не использует
ся, так как для ее распространения нужен волновод		большего диа

метра, в котором могут возникнуть волны типов Ни, £oi И Е\\-

14.8. Частотные фильтры

ПОСТАНОВКА ВОПРОСА

Э л е к т р и ч е с к и й ф и л ь т р представляет собой линейный двухплечий узел, обладающий резко выраженной частотной избира


тельностью.		В	полосе		пропускания			(прозрачности)		ослабление
фильтра 1[ф-ла			(14.29)] не должно					превышать	АП при практически
линейной	фазо-частотной					характеристике коэффициента передачи
5і2. В полосе		заграждения				(непрозрачности)			его ослабление не мо
жет быть менее А3.				расположению
По взаимному
полос пропускания и заграждения
фильтры,	как		известно,			делятся
на четыре вида: фильтры нижних
и верхних частот, полосовые и ре-
жекторные.		Наибольшее				распро
странение в технике свч получи
ли полосовые		фильтры. Частотная
характеристика			такого			фильтра
показана	на	рис.		14.26:		полоса
пропускания		Я = / в — / н ;				полосы		Рис. 14.26
заграждения		занимают				диапазон
частот от 0 до і/з н				и от /З в до			со. Для того		чтобы промежуточные
области,	где АП < А < Л 3				,	были	узкими, необходимы			крутые скаты

амплитудно-частотной характеристики фильтра за границами по

лосы пропускания.
Ф и л ь т р с в ч (рис. 14.27) представляет	собой цепь из	вклю
ченных в тракт последовательно двухплечих	(проходных)	объем

ных резонаторов, так как обычно один резонатор не может обес печить выполнения поставленных требований. Такие фильтры на

зывают многозвенными	или лестничными	по аналогии	с соответ
ствующими низкочастотными схемами.		Обычно вход	и выход

фильтра одинаковы по конструктивным размерам и характеристи ческим сопротивлениям. Собственные потери в резонаторах отно-

13—2

385

сительно малы, поэтому сигнал, пришедший в полосе загражде ния, почти полностью отражается обратно к источнику, а ослабле

ние фильтра в полосе пропускания незначительно

(обычно

поряд

ка десятых долей децибела). Каждый резонатор можно предста

вить

виде

одной

либо

двух

сосредоточенных

реактивностей,

Вход

Выход

я»1

1 Резонатор

Резонаторі

F = 7

і Резонатор1

1 Резонатор

а,

•

в4

1=1

Рис. 14.27

включенных в основной тракт. Поэтому явления в фильтре можно

рассматривать

следующим

образом.

Волна, попадающая в фильтр, многократно отражается от реак

тивностей.

полосе пропускания соотношение

между

коэффи

циентами отражения и прохождения таково, что на выходе фильт

ра все прошедшие волны складываются в фазе. В полосе заграж

дения, наоборот, складываются в фазе отраженные волны и прак

тически вся энергия отражается.

Основные

параметры

резонаторов

одинаковы

во

всех

частот

ных диапазонах, что позволяет при построении фильтров свч ис

пользовать хорошо разработанную общую теорию электрических

фильтров, разбивая решение задачи на два этапа: расчет низко

частотного аналога и определение параметров объемных резона

торов

соединительных

линий,

эквивалентных

низкочастотной

схеме.

средняя частота f0 = V /

О с н о в н ы е о б о з н а ч е н и я 1

) :

в / н

« 0 , 5 ( / в + - / н ) ;

полоса пропускания

Я=/в —f n , .

добротность

Чо/П.

при f=fo

Нормированную

частоту

£ определим

так, чтобы | = 0

и £ = > ± 1

при •/=/„ и |f—/н . По

аналогии

(11.7)

запишем

- Ь

- ^

- .

(14.65)

f 1

fп

Полученное

приближенное

равенство

справедливо

при

Д>/ =

= Н о « / о .

Нормированные частоты на краях полосы заграждения

1эн =

( /з2„ ~

ft) I (/« П)

2.(/зв -

U)in

£з„ = (/*.-

/о)Д/зв П) »

2 (/„ -

/,)/Я

') Для резонаторов, построенных на основе дисперсных систем, следует вы

разить

нижеследующие

величины

через

коэффициенты

фазы

по

аналогии с

ф-ламя (111.76)

и i(14.35).

могут отличаться по модулю. Труднее получить высокое ослабле

ние

при

малых

| | | . Поэтому в

дальнейшем

считаем

£3 в =—£зн и

равным

минимальному

из

полученных

выше

значений

| 3 в и

||зн' -

Так как

модуль

ослабления узла

удобно

вместо А,

Ап

А3

ввести

следующие величины, характеризующие

превышение

ос

лабления

над единицей:

а» =

И | а - 1 ;

= ^

- 1 ;

af =

|Л,|»—1.

(14.66)

СИНТЕЗ НИЗКОЧАСТОТНОГО ПОЛОСОВОГО ФИЛЬТРА

Аналогом цепочки свч резонаторов служит многозвенный полосо

вой	фильтр	(рис. 14.28), состоящий из параллельных и последо
вательных резонансных				контуров,		настроенных			на	одинаковую ча
стоту if0. Его		частотная		характеристика			зависит		от	числа звеньев п
и добротности каждого из резона-								а		^
ТОрОВ Qm-						о	,	nnnr ^ — R — , Г Л Г Уrv^_j\|_
Наиболее		распространены			два		—г—	—it—г-— ^—її—г-

типа	амплитудно-частотных				ха		fog, fo-, fo*
рактеристик		фильтра,		аналогич

ных	характеристикам			ступенча-		рИ с. 14.28
тых	переходов:		характеристика
Баттерворса,		максимально плоская в полосе пропускания, обеспе

чивающая удовлетворительную линейность фазо-частотной харак

теристики фильтра,	и характеристика	Чебышева,	имеющая	в поло
се пропускания пульсирующий характер.
Характеристика Баттерворса описывается полиномом, в кото
ром сохранено только слагаемое высшей степени:
	а = ап1*.			(14.67)
Характеристика	Чебышева (рис.	14.26) описывается		полино
мом Чебышева:
	а = апТя{\).			04.68)
Чебышевский фильтр имеет минимально			возможное число

звеньев; при больших величинах пульсации отклонение его фазочастотной характеристики от линейной значительнее, чем в филь тре Баттерворса.

На границе полосы заграждения должно выполняться равен

ство а = а3.		Следовательно, а3 = ап%1			для	фильтра	Баттерворса	или
с учетом		(14.47)	а3 = ап Тп{1з)	=anch(n		Arch\| 3 )	для фильтра	Че
бышева.
Отсюда легко получить соотношения для выбора числа резона
торов в	фильтрах:
для	фильтра		Баттерворса
			п =	^ ^	;		(14.69а)

13*

387

<<< < Предыдущая 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 3839 / 4939 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке книги из ГПНТБ