книги из ГПНТБ / Дроздов Е.А. Многопрограммные цифровые вычислительные машины

— прямым током базы /б. Пр открытого транзистора и, следова­ тельно, коэффициентом насыщения К„.

Величины Ек и Есм должны быть такими, чтобы напряжения Uэ. в, Дк.э и Uu.б не превышали предельно допустимых. Ток /к. „0м также не должен превосходить предельно допустимый /к. доп. Для повышения надежности и долговечности транзисторов рабочие токи и напряжения выбираются на 30—50% меньшими максимально до­ пустимых.

Входные характеристики транзистора и выбранные £ к и Есм позволяют ориентировочно оценить требуемую амплитуду выход­ ного напряжения схемы И. Это в свою очередь дает возможность выбрать величину питающего напряжения Еп.

Пусть, например, для построения элемента используется тран­ зистор, имеющий допустимое напряжение Дк.э.доп=+5 в и оста­ точное напряжение на коллекторе в режиме насыщения UK.э. Нас=

=0,1 ч- 0,5 в. Предположим, что с учетом данных выше рекоменда­ ций выбрано пониженное напряжение коллекторного питания Ек=

=+3 в. В этом случае без учета сопротивления нагрузки ампли­

туда переключаемого выходного напряжения Д«Пых= Дк— Ul{,a,mc =

= (2,9ч-2,5) б.

Согласно приведенным в § 4.4 рекомендациям следует выби­ рать £„= (2 = 5)А«вых. В рассматриваемом примере Еп должно быть не менее 5—6 в, что в два раза превосходит Ек. Этим объяс­ няется то обстоятельство, что в диодно-транзисторных схемах для питания диодных схем и транзисторных усилителей часто прихо­ дится использовать источники различных номиналов напряжений.

Напряжение Еи совместно с резистором Ru образуют источник тока

К СМ

При выбранном 1к.ном прямой ток базы /е.пр определяет степень насыщения транзистора. Для уменьшения влияния нестабильности коэффициента усиления транзистора и управляющего напряжения на базе желательно выбирать ток базы возможно большей вели­ чины. Однако при этом растет степень насыщения транзистора, определяемая коэффициентом насыщения Ки.

120

жиме, как в данном случае, коэффициент насыщения Ки выбирают в пределах 1,5—5. Тогда

Как показано на рис. 4.19, время закрывания t3акр транзистора слагается из времени рассасывания tp неосновных носителей в базе и времени спада t c коллекторного тока в активной области, т. е.

вания транзистора.

Таким образом, в данной схеме открытый и закрытый режимы работы транзистора обеспечиваются разными источниками пита­ ния и разными цепями формирования токов /б.пр и /б. обр-

К входу 3 могут подключаться дополнительные диодно-рези­ сторные вентили, аналогичные имеющемуся в схеме элемента. Если открыт основной вентиль схемы и открываются дополнительные вентили, то прямой ток базы /б.пр транзистора Т в общем случае будет расти в соответствии с зависимостью

где /=1, 2, 3 ...—общее число открытых вентилей на входе транзи­ стора.

В соответствии с этим будет увеличиваться и коэффициент на­ сыщения Ка транзистора согласно (4.11). Например, пусть /р =

висимости от коэффициента усиления транзистора В и количества открытых на входе вентилей коэффициент насыщения Ки может меняться в пределах 4,4— 18,4.

При неизменном /б.обр большее насыщение приведет к увеличе­ нию времени рассасывания неосновных носителей в базе транзи­

121

стора. В результате суммарное время /закР может превысить тре­ буемое время tTp. Поэтому данное обстоятельство является при­ чиной ограничения, накладываемого на допустимое количество I

НЕ с простым однотранзисторным инвертором, подобных изобра­ женной на рис. 4.16, а, коэффициент объединения m по входам И обычно равен 6—8, а коэффициент объединения по входам ИЛИ составляет 3—4. Усилитель-инвертор оказывается в состоянии управлять четырьмя — шестью входами вентилей, аналогичных имеющемуся в схеме данного элемента.

Среднее время задержки ^зхр распространения сигналов в эле­ ментах, у которых m, I и п не превышает указанные выше пре­ делы, обычно не больше 50—70 нсек, а средняя рассеиваемая мощ­ ность ЛСр модуля типа Ml равна 20—30 мет. Для указанных на рис. 4.16 номиналов питающих напряжений сопротивления рези­

логических схем, в которых моменты продвижения информации от­ мечаются тактовыми сигналами, частоты следования последних обычно не превышают 0,5—1 Мгц.

§4.6. Транзисторные логические элементы

Влогических элементах такого типа транзисторы используются не только как усилители сигналов, но и как простейшие ключи, комбинации соединений которых реализуют различные логические

функции. Быстродействие транзисторных элементов определяется в основном типом используемых транзисторов и способом их вклю­ чения в схемах. Существует много вариантов транзисторных логи­ ческих схем, имеющих различные скорости переключения. У наи­ более быстродействующих из них задержки распространения сиг­ налов составляют единицы наносекунд.

Одно из основных достоинств транзисторных логических схем заключается в том, что хорошие формирующие свойства транзи­

122

сторов позволяют почти полностью, а в ряде случаев и совсем исключить всевозможные индуктивно-емкостные корректирующие цепи, оставив из пассивных компонентов только нагрузочные ре­ зисторы. Такие элементы хорошо поддаются микроминиатюри­ зации.

В настоящее время промышленностью выпускаются различные варианты гибридных и монолитных интегральных схем. Рассмо­ трим принципы построения и работы основных типов таких микро­ схем.

Транзисторные логические схемы с непосредственными связя­ ми (ТЛ НС-схемы). Поиски способов построения наиболее простых полупроводниковых схем, удобных для изготовления по интеграль­

ной технологии, привели к созданию так называемых транзистор­ ных схем с непосредственными связями. В такой схеме (рис. 4.20) коллектор одного транзистора соединяется непосредственно с ба­ зой другого без каких-либо переходных элементов. Исследования свойств транзисторов показали, что при малых напряжениях кол­ лекторного питания (например, для кремниевых в пределах от +3 до +5 в) ключевой режим работы транзисторов последовательно включенных инверторов достаточно просто может быть обеспечен лишь за счет разницы в падениях напряжения в насыщенном ре­ жиме на переходах база — эмиттер и коллектор — эмиттер. На­ пример, когда прямым током базы /б.Пр транзистор Т1 открыт и находится в режиме насыщения, остаточное напряжение £/„.н на его коллекторе недостаточно для открывания транзистора Т2.

Рассмотрим совмещенные на одном графике (рис. 4.21) харак­ теристики IK=f (UK) и /б = /(^б) транзистора, включенного по схе­ ме с общим эмиттером. На графике построена нагрузочная прямая

—iLn—- для резистора RK, проведенная из точки Ек. Она Пересе-

кает характеристику /K=f(f/„) в точке а. Из анализа характери­ стик следует, что при полностью открытом транзисторе, работаю­ щем в области насыщения, остаточное напряжение на его коллек­ торе UK.n меньше базового напряжения отсечки Uб.0тсЭто озна­ чает, что, подавая сигнал непосредственно с коллектора открытого транзистора на базу аналогичного другого транзистора, можно

123

надежно удерживать последний в закрытом состоянии. При закры­ вании транзистора (например, Т2 на рис. 4.20) напряжение на его коллекторе повышается и, дойдя до величины Uб.отс, начинает от­ крывать следующий управляемый им транзистор ТЗ. Ток, проте­ кающий через резистор Rk, переключается в базу управляемого транзистора и вводит его в режим насыщения.

При открывании транзистора нагрузки ТЗ ток коллектора за­ крывающегося транзистора Т2 начинает зависеть не только от из­ менения его внутреннего сопротивления. Сказывается шунтирую-

Рис. 4.21. Совмещенные входная и выходные характеристики транзистора

щее действие входного сопротивления нагрузки. С ростом прямого

ное обстоятельство отражено на совмещенных характеристиках из­ ломом нагрузочной линии и более крутым ее спадом при UK> >Т^б.отсПри вхождении транзистора ТЗ в режим насыщения оста-> точное напряжение на коллекторе закрывшегося транзистора Т2 фиксируется на некотором уровне UKмакс=^б.н, где Uб.н— напря­ жение на базе транзистора в режиме насыщения.

Схема на рис. 4.22, а с параллельно включенными кремниевыми транзисторами Т1 — ТЗ типа п — р — п реализует логическую опе­

124

этому если низкое напряжение на входах и выходе соответствует коду 1, то выходной сигнал связан с входными сигналами логи­

ческим соотношением Р=Х\Х2х3, где Р — ыВЫх, *i — их1 и т. д. При подаче иа любой из трех входов сигнала высокого уровня (£/О соответствующий этому входу транзистор открывается и на вы­ ходе напряжение уменьшается. Следовательно, если на входах и выходе коду 1 соответствует высокий уровень напряжения, то схема

реализует логическую операцию Р = х{ \/ x2\Jх 3 (рис. 4.22,6). ■Обычно на практике такого рода схемы рассматривают именно

как элементы ИЛИ — НЕ для сигналов высокого уровня. Когда анализируются вентильные схемы, реализуемые на таких элемен-

тах (ИЛИ — НЕ), логические связи между входами и выходами

записывают для инверсий переменных, т. е. Р = х \Jy=xy. Функцио­ нальной схеме на рис. 4.22, в, рассматриваемой как схема совпаде­

ния для лт, х2 и *з, будет соответствовать логическая связь Р =

= х 1 х2х3.

При расчете схемы прямые базовые токи открытых транзисто­ ров выбираются таким образом, чтобы транзисторы находились в режиме насыщения и на их коллекторах было бы остаточное на­ пряжение UK,н, меньшее напряжения отпирания (С/б.отс) управляе­ мых транзисторов. Тогда все последующие транзисторы, соединен­

к +ЕК, но, как было отмечено выше, этому препятствуют базовые токи следующих открытых транзисторов. Эти напряжения зависят от соотношений величин резисторов RK и сопротивлений открытых переходов база — эмиттер. В схемах на кремниевых транзисторах они обычно составляют 0,85—1,5 в.

125

Нагрузочные резисторы RK рассчитываются таким образом, чтобы при закрытом транзисторе обеспечивалась выдача тока, до­ статочного для поддержания в открытом состоянии п транзисторов нагрузки.

Интегральные монолитные схемы с непосредственными связями имеют достаточно высокое быстродействие. Средние задержки рас­ пространения /З.ср в таких элементах составляют 10—25 нсек. При малых напряжениях источников питания они потребляют сравни­ тельно немного энергии. Для указанного выше диапазона Дер их средние мощности рассеяния Рср соответственно находятся в пре­ делах 10—2 мет.

У|

щJ

Рис. 4.23. Резисторно-транзисторная логическая схема

Однако, несмотря на такие показатели, схемы с непосредствен­ ными связями имеют ограниченное применение. Объясняется это в первую очередь недостатками, являющимися следствием чрез­ мерно высоких требований к параметрам транзисторов, составляю­ щих такие схемы.

Для непосредственного подключения к выходу одной схемы не­ скольких входов других схем особенно необходимо, чтобы входные характеристики транзисторов имели малые разбросы (в пределах нескольких процентов). В противном случае прямые базовые токи Iб.пр, текущие из одного управляющего коллекторного узла к па­ раллельно включенным базам открытых транзисторов, будут рас­ пределяться неравномерно. Это может привести к неустойчивой работе транзисторов одних инверторов и к чрезмерному перенасы­ щению других. Кроме того, при этом снижается нагрузочная спо­ собность управляющих инверторов из-за чрезмерного поглощения тока транзисторами, имеющими малые входные сопротивления и, следовательно, более низкие напряжения на базах.

Резисторно-транзисторные логические схемы (РТЛ-схемы). Чтобы уменьшить разбросы входных сопротивлений инверторов, в базовые цепи их транзисторов включают резисторы Ra (рис. 4.23). Сопротивления этих резисторов могут быть от нескольких десят­ ков ом до 1—1,5 ком.

126

чения меньше. Время задержки распространения £а.Ср у элементов типа РТЛ бывает от 35—50 до 100 и более наносекунд.

У элементов с ^.ср^ЮО нсек средние мощности рассеяния Рср

схем, подобных схеме рис. 4.23, составляют 4 —8 входов аналогич­

ных схем.

Резисторно-конденсаторно-транзисторные логические схемы (РКТЛ-схемы). Для ускорения переключения резисторно-транзи­ сторных схем, имеющих ЯСр=1-=-2 мет и большие задержки /З.ср, доходящие до 500 нсек, параллельно высокоомным резисторам

Рис. 4.25. Резнсторно-конденсаторно-транзисторная логическая схема

задержки распространения сигналов в схемах типа РК.ТЛ полу­ чаются в пределах 100—300 нсек. Остальные их электрические параметры такие же, как и у схем типа РТЛ.

Включение в выходную цепь эмиттерного повторителя, как показано на рис. 4.25 (транзистор Т4 и диод Д), позволяет повы­ сить нагрузочную способность элемента. Например, если сигналом

128

ускоряет спад на выходе напряжения «ПЫх i в момент запирания

транзистора Т4.

Транзисторные логические элементы на переключателях тока (ТЛПТ-схемы). В рассмотренных выше схемах транзисторы рабо­ тают в режиме насыщения, что ограничивает возможности увели­ чения частот их переключения до 1—2 Мгц. Допустимые частоты

условное изображение на функциональных схемах: * — принципиальная схема рас­ ширителя входной логики типового элемента

переключения существенно повышаются (до 10 Мгц и более) в схемах, в которых транзисторы работают в ненасыщенных режи­ мах. Одним из примеров таких схем является транзисторная схе­ ма с объединенными эмиттерами, изображенная на рис. 4.26, а. Принцип действия ее основан на переключении тока либо в тран­ зистор Т4, либо в один, два или все три транзистора Т1 — ТЗ. Это переключение осуществляется входными сигналами их\ — их3, из* меняющимися, например, от U0= +3,5 в до U\ = +4,2 б. Изменение входных сигналов в указанном диапазоне происходит симметрично относительно уровня +3,85 в, подаваемого в виде опорного

129