книги из ГПНТБ / Гуревич В.Э. Импульсно-кодовая модуляция в многоканальной телефонной связи

Как видно из полученных формул, среднее значение фазовых флуктуации на выходе цепочки прямо пропорционально числу ре­

регенераторов, что может привести к появлению аналогового шу­ ма на выходе системы связи (см. 7.5). В одиночном же регенера­ торе фазовые сдвиги z„=<p—гри между входными и стробирующими импульсами, от величины которых зависит вероятность цифро­ вых ошибок, ограничены. Покажем, что это действительно так.

Случайную разность фаз (разностное дрожание) zNtl = <pN—tyNi, между істробирующиіми и входными импульсами JV-PO Р МОЖНО определить, как разность между выходным и входным дрожания­ ми этого Р или, что то же самое, между выходными дрожаниями

двух соседних Р: zN и = <pw — фЛ ,_1 .

Спектральная плотность Яр і Ѵ (ісо) разностного дрожания равна

Выразим разностное дрожание N-тю Р через разностное дро­ жание (Л'—1)-го Р:

Отсюда видно, что по отношению к (разностному дрожанию хрони­ рующий фильтр также представляет собой инерционное звено пер­ вого порядка, переходный процесс в котором при ступенчатом воз­ действии имеет экспоненциальный характер. Поэтому

230

где 2 М а к о лг-і — максимальное значение (разностного дрожания пре­ дыдущего 'регенератора (закон распределения дрожания в кото­ ром предполагается усеченным). Таким образом, максимальное

выводы из других соображений получены в (32].

Формулы (7.43) и (7.44) позволяют -исследовать не только чис­ ловые характеристики, но и энергетический спектр дрожания на выходе тракта. Расчеты и экспериментальные исследования [29] показывают, что с увеличением числа регенераторов Np ширина спектра дрожания постепенно уменьшается, а интенсивность его низкочастотных составляющих в пределах некоторой полосы ACOH<!AÛ)I практически не зависит от частоты и увеличивается про­ порционально квадрату Np. Полоса частот Дшн , отнесенная к по­ ловине полосы пропускания резонансного контура Am, для линей­ ных трактов с различным числом регенераторов J V p указана в табл. 7.2. В полосе от 0 до ACÖh огибающая непрерывной части энергетического спектра уменьшается не более чем на 2 дБ отно­ сительно ее значения при со = 0.

та в реальных условиях меньше значений, определяемых указан­ ными формулами, если при расчете за основу взять «наихудшие» значения расстройки и других параметров.

Закономерность накопления несистематических флуктуации анализируется в работе [33]. Несистематическое дрожание играет заметную роль только в линейных трактах с больших числом Р, у каждого из которых вероятность ошибки из-за совместного дей­

шѳнию (подавлению) фазовых флуктуации преследует двоякую цель: во-первых, уменьшить разностное дрожание в каждом из одиночных регенераторов, что приведет к снижению вероятности цифровых ошибок, и, во-вторых, уменьшить суммарное выходное

231

дрожание тракта, что приведет к снижению уровня аналогового' шума на выходе системы связи с ИКМ.

Рассмотрим вначале методы уменьшения разностного дрожа­ ния, одинакового (в принятой идеализированной модели) для всех регенераторов.

Главными причинами разностного дрожания являются рас­ стройка фильтров-выделителей колебаний тактовой частоты и слу­ чайная скважность импульсно-кодового сигнала.

На первый взгляд кажется возможным ослабить влияние рас­ стройки фильтра, определяющей среднее значение фазового сдви­ га фо выделенного сигнала, введением задержки етробирующих импульсов на время, соответствующее фазовому углу 2л—фо. Од­ нако на практике такая возможность реализуется только в стан­ ционных (находящихся на оконечных пунктах) регенераторах, да и то лишь частично. Это объясняется тем, что в действительности величина расстройки изменяется случайным образом от одного ли­ нейного регенератора к другому, зависит от стабильности элемен­ тов фильтра и от непостоянной температуры окружающей среды.

Поэтому главное внимание при построении промежуточного тракта системы связи с ИКМ уделяют ослаблению влияния слу­ чайной скважности линейного сигнала. Для этого, во-первых, при­ нимаются меры по предотвращению длительного отсутствия сиг­ нала на входе фильтра-выделителя тактовой частоты. Как уже от­ мечалось, в составе кодовых групп сигнала запрещаются кодовые комбинации, состоящие из одних нулей; таким образом, в составе каждой кодовой группы всегда имеется хотя бы одна токовая по­ сылка (импульс). Во-вторых, зачастую число «единиц» на входе устройства тактовой синхронизации дополнительно искусственно' повышается, что приводит к увеличению мощности регулярной со­ ставляющей в составе сигнала и, следовательно, к уменьшению флуктуации между входными и стробирующими импульсами.

Увеличение числа «единиц» достигается различными методами,, среди которых можно отметить следующие:

1) использование избыточности кодируемого сигнала и выбор двоичного кода, обеспечивающего большое число «единиц» на входе хронирующего фильтра;

2)введение новой избыточности путем преобразования двоично­ го сигнала на входе линейного тракта в квазитроичный определен­ ного вида, обеспечивающий невозможность появления длинной се­ рии нулей (например, парно-избирательный квазитроичный код,, рассмотренный выше) ;

3)импульсная обратная связь ів регенераторе.

Повысить число единиц на входе хронирующего фильтра мож­ но различными способами. Один из них [35] заключается в исполь­ зовании так называемых кодов повышенного веса. Кодовые груп­

пы такого кода содержат в общем случае различное, но не (мень­ шее определенного предела т{ количество токовых посылок (им­ пульсов). При этом число символов, необходимое для передач»

232

одной кодовой комбинации, естественно, больше, чем в случае

щихся на одну кодовую группу, существует всего лишь 99 различ­ ных кодовых комбинаций. Для передачи же информации, соответ­ ствующей 128 уровням квантования, требуется увеличить число информационных символов в каждой кодовой группе до 8.

Для упрощения кодеров и декодеров можно применить другой способ повышения числа единиц на входе фильтра [36], подвергая логическому преобразованию сигнал, выраженный натуральным кодом. Это преобразование состоит в том, что по линии передаются без изменений только те кодовые группы, в которых содержится

т. е. единицы заменяются на нули, а нуди на единицы. В каждую кодовую группу включается дополнительный символ, несущий ин­ формацию о наличии или отсутствии инверсии. Перед декодиро­ ванием инвертированные кодовые группы восстанавливаются в первоначальном виде.

Можно повысить среднее число единиц в линейной импульснокодовой последовательности и не включая в состав кодовых групп дополнительные символы, приводящие к потерям в пропускной способности. Как показано в 6.4 и 7.2, симметричный (полуинверс­ ный) код, содержащий в среднем значительно большее число «единиц», чем натуральный, обеспечивает значительно меньшее разностное дрожание. Это происходит благодаря тому, что кодо­ вые группы, содержащие наибольшее число единиц, в этом случае соответствуют наиболее вероятным значениям кодируемого сиг­ нала (рис. 6.7).

Симметричный код может быть получен непосредственно в про­ цессе кодирования или путем преобразования сигнала в станцион­ ном регенераторе [37]. Логическое устройство, входящее в стан­ ционный регенератор передающей станции, должно реагировать на первый (знаковый) символ кодовой группы. Если этот символ есть «нуль», то комбинация проходит в линию связи без изменений, ес­ ли же первый символ — «единица», то все символы, кроме перво­ го, заменяются на обратные. На приемной стороне такое же логи­ ческое устройство осуществляет обратное преобразование.

Импульсная обратная связь в регенераторе [38] может обеспе­ чить почти полное подавление систематических разностных флук-

233

туадий. Для этого случайная последовательность импульсов на входе хронирующего фильтра преобразуется в периодическую. Ос­ новным элементом устройства преобразования служит логическая щель, содержащая элементы НЕТ и И Л И (рис. 7.18). Элемент НЕТ

At

Рис. 7.18. Структурная схема регенератора с импульс­ ной обратной связью

пропускает импульсы обратной связи, поступающие через линию задержки на ІВХІОД 2, в случае отсутствия сигналов на входе 1. Когда же информационные импульсы с участка линии связи посту­ пают на вход 1, они запрещают прохождение импульсов обратной связи и, кроме того, через элемент И Л И воздействуют на фильтр. Квазигармонический сигнал с выхода фильтра управляет форми­

(Рассмотрим теперь опоообы уменьшения суммарного дрожания импульсов на выходе линейного тракта. Устройства для уменьше­ ния дрожания могут быть построены на основе изменения закона суммирования систематических фазовых флуктуации или -на осно­ ве запоминания импульсного сигнала, прошедшего через длинную цепь регенераторов с самохронированием, и последующего его считывания с -постоянной стабильной скоростью.

При исследовании процесса накопления систематического дро­ жания мы учитывали, что на нее регенераторы воздействует одна и та же реализация 'импульсного случайного процесса и частичные фазовые флуктуации, вносимые каждым регенератором, когерентны между собой. В этом случае дисперсия суммарного дрожания про­ порциональна числу регенераторов Nv.

Если же на каждый регенератор воздействуют различные им­ пульсные последовательности, то частичные дрожания некогерент­ ны и складываются их средние квадраты. Тогда дисперсия сум­ марного дрожания пропорциональна квадратному корню из Nv.

При реализации данного метода [39] линейный сигнал задержи­ вается на один тактовый интервал T, а затем суммируется по мо­ дулю два с исходной последовательностью импульсов. Варианты подобных цепей показаны на рис. 7.19а и б. Каждая цепь состоит из линий задержки и сумматора по модулю 2. Таким образом, к

234

рация преобразования однополяірных импульсов в биполярную по­ следовательность осуществляется путем вычитания задержанных на один тактовый интервал однополярных импульсов из исходной

При данном методе уменьшения дрожания требуется на око­ нечной станции производить обратное преобразование группового

с помощью стабильных по фазе стробирующих импульсов, выра­ батываемых местным генератором.

7.6. Влияние цифровых ошибок и фазовых флуктуации на помехоустойчивость системы связи

Основным видом помех, действующих на выходной (або­ нентский) аналоговый сигнал в системах связи с ИКМ, является шум квантования, средняя мощность которого определена в 4.1 Энѳргетичѳакий спектр шума квантования, как показано в 4.2, яв­ ляется практически равномерным в полосе частот, занимаемой по­ лезным сигналом.

Воздействие шума квантования на речевой сигнал может быть исследовано экспериментально. Установлено, что отношение сиг­ нал/шум квантования порядка 25 дБ достаточно для хорошего вос­ произведения речи [42].

Кроме шума квантования, на абонентский сигнал воздействуют цифровые ошибки и шум фазовых флуктуации, накопленных в ли­ нейном тракте. Рассмотрим влияние этих факторов раздельно.

Влияние цифровых ошибок на качество передачи речи. Вѳроят-

235

ность появления ошибок р 0 ш лин на выходе линейного тракта опре­ деляется ф-лой (7.38). При анализе влияния этих ошибок на ана­ логовый сигнал нужно учесть, что искажения различных символов кодовой группы неравноценны. Так, при использовании натураль­ ного двоичного кода наибольшее искажение возникает при транс­ формации символа первого (старшего) разряда, а наименьшее — при искажении символа последнего (младшего) разряда.

Независимо от вида двоичного кода средний по множеству квадрат ошибки еа , возникающий при восстановлении аналогово­ го сигнала идеальным фильтрам нижних частот с импульсной ха­ рактеристикой h$(t), в случае равномерного квантования равен ')

"KB"1 "KB"1

роятность воспроизведения /с-го уровня при передаче і-го уровня. Допустим, что вероятности пропуска сигнала и ложного обна­ ружения одинаковы, а вероятность появления двух и более ошибок в составе одной и той же кодовой группы пренебрежимо мала Тогда при передаче г-го уровня в результате ошибки могут поя­ виться только уровни с номером K=ij, двоичные эквиваленты ко­ торых отличаются от истинных одним символом в каком-либо (/-м) .разряде. Вероятность же рщ постоянна и равна вероятности

произведения аналогового сигнала; эта задача решена в [43]. Оп­

236

Несмотря на малость Рошлин, с влиянием цифровых ошибок на аналоговый сигнал приходится считаться. Дело в том, что такая ошибка, приводящая к быстрому изменению величины АИМ сиг­ нала на входе одного из канальных демодуляторов, вызывает не­ приятный для абонента щелчок на выходе канала системы ВД-ИКМ. Экспериментально установлено, что заметные щелчки

нала. Качество связи считается удовлетворительным, если в каж­ дом из каналов наблюдается не более одного щелчка в минуту.

нии щелчков является 960 000 старших разрядов. Если считать, что вероятность трансформации любого из кодовых символов одина­

г960 000

Иногда выражение (7.47) усредняют по времени или вычисляют энергетический спектр ошибки s%(t). В этом нет особого смысла,

поскольку редкие щелчки на выходе канала не могут быть пред­ ставлены стационарным шумом. Выражение (7.47) можно исполь­ зовать только для сравнения различных двоичных кодов между собой, как это сделано, например, В. И. Щитниковым и В. И. Галчихиным, а также в работе [44].

Как показывают расчеты, при нормальном законе распределе­ ния кодирующего сигнала полуинверсный код дает лучшие резуль­ таты, чем натуральный и код Грея (если для передачи по линей­ ному тракту используется квазитроичный сигнал с чередующейся полярностью).

В системе ЧД-ИКМ ошибки в цифровой части тракта приводят к изменению АИМ сигнала на входе группового демодулятора и искажению группового аналогового сигнала. Воздействие таких

ных показателей системы связи. Этого нельзя оказать об откло­ нениях фразового сдвига от его среднего значения. Дрожание по фазе импульсов на входе приемной части системы вызывает дро­

237

Влияние фазовых флуктуации на отношение сигнал/помеха на выходе системы исследовалось в работах [5, 45] и некоторых дру­ гих. Найдем указанное отношение с помощью метода [46], сход­ ного с примененным в работе [47] для решения близких задач.

Пусть u(t) •—исходный аналоговый сигнал, спектр которого ог­ раничен частотой ©в, дисікретіизирован по времени с частотой (і)д^2<і)в. Будем считать, что на идеальный фильтр нижних частот

присутствия временных флуктуации ѵ п . Определим статистиче­ ские характеристики ошибки еі(і)=и(^) — ui(t) . Для этой ошибки,

sin Cücp (t — П Гд + yn ) ' Cocp (t — n Гд + v„)

Дисперсия ошибки (т. е. мощность шума на выходе фильтра, ноокольку среднее «го значение, очевидно, равно нулю)

где г(х) и г ф (т) —коэффициенты автокорреляции аналогового сиг­ нала и фазовых флуктуации соответственно. Выражение для г(т) при/ведано в 2.3, а коэффициент автокорреляции фазовых флук­ туации может быть получен из их энергетического спектра, най­ денного в 7.5.

238