книги из ГПНТБ / Гуревич В.Э. Импульсно-кодовая модуляция в многоканальной телефонной связи

Несмотря на отмеченные недостатки, рассматриваемый тип сиг­ нала иногда находит применение благодаря простоте его получе­ ния и построения регенераторов.

При 7"/ти =1 отдельные импульсы последовательности сливают­ ся друг с другом и импульсно-кодовый сигнал в линии связи ста­ новится близким к так называемому «обобщенному телеграфному сигналу» (рис. 7.116). Несмотря на то, что ширина спектра1 ) сиг­ нала в данном случае меньше, чем в предыдущем, этот тип сиг­ нала применяется редко, поскольку низкочастотные составляю­ щие спектра здесь особенно велики. Кроме того, затрудняется по­ строение выходных устройств регенераторов. Перед выделением тактовой частоты необходимо нелинейное преобразование сигнала, так как соответствующая дискретная линия в его спектре отсут­ ствует. Такое преобразование может, например, заключаться в дифференцировании сигнала и двухтактном выпрямлении получен­ ных импульсов, соответствующих моментам перехода от серии пробелов к серии импульсов или наоборот.

хоустойчивость решающего устройства (при одинаковых средних

тактовой частоты — фазовые флуктуации на выходе узкополосно­ го фильтра в этом случае будут вызваны только внешними поме­ хами, попадающими в полосу его пропускания. Однако имеются и отрицательные качества: каждый регенератор должен иметь два канала регенерации — один для положительных, другой для отри­ цательных импульсов. Кроме того, несмотря на отсутствие постоян­ ной составляющей [при р г = 0 , 5 ( і = 1 , 2, ..., m) и строгой симмет­ рии положительных и отрицательных импульсов] возможно появ­ ление длинных серий следующих подряд импульсов одинаковой полярности. Это означает, что роль низкочастотных составляющих спектра в формировании сигнала довольно велика.

Для устранения низкочастотных составляющих спектра могут использоваться вместо однополярных двойные импульсы (биимпульсы) с пассивной (рис. 7.1 \г) или активной паузой. Недостат­ ком в этом случае является увеличенная мощность высокочастот­ ных составляющих спектра и в силу этого — большие переходные влияния между парами кабеля. Перераспределение энергии сиг­ нала в пользу более высоких частот по сравнению с импульсной последовательностью (рис. 7.11а) вызывается тем, что двойной им-

') Здесь, как и ранее, имеется в виду та полоса частот, в которой сосре­ доточена подавляющая часть (например, 90%) энергии процесса.

210

частот, т. е. для ослабления роли его низкочастотных и высокочас­ тотных составляющих, успешно применяются так называемые ква­ зитроичные (трехуровневые) коды. При использовании квазитро­ ичных кодов линейный сигнал в каждом тактовом интервале мо­ жет принимать одно из трех возможных значений: + 1 , 0, — 1 , вы­ раженных соответственно положительным импульсом, пробелом или отрицательным импульсом. Решающее устройство регенера­ тора должно распознавать три возможных уровня сигнала. Одна­ ко это не значит, что для нумерации уровней квантования приме­ няется троичная система счисления — кодирование остается дво­ ичным, лишь на входе кабельной линии двоичный сигнал преоб­ разуется в квазитроичный, т. е. в определенном смысле сигнал со­ гласуется с каналом (трактом передачи).

Известно большое количество различных вариантов квазитро­ ичных кодов и способов их получения. Рассмотрим простейший квазитроичный код [3], которому соответствует следующий алго­ ритм преобразования двоичного сигнала:

1) пробелы («нули») двоичной последовательности (рис. 7.11а) преобразованию не подвергаются и остаются пробелами («нуля­ ми») и в квазитроичной последовательности;

2) импульсы («единицы») двоичной последовательности преоб­ разуются в положительные или отрицательные импульсы квази­ троичной последовательности; при этом полярность первого им­ пульса преобразованного сигнала устанавливается произвольной, а полярность последующих чередуется независимо от количества «нулей» между двумя «единицами» исходной последовательности.

Квазитроичную импульсную последовательность (рис. 7.1 Id), полученную по описанному алгоритму, называют сигналом чере­ дующейся полярности.

Положительные и отрицательные импульсы в его составе встре­ чаются практически с одинаковой частостью; здесь для отсутствия постоянной составляющей не требуется выполнения условия р==

Можно показать, что энергетический спектр такого сигнала оп­

где G (со) — энергетический спектр (7.24) исходной однополярной последовательности; р — вероятность появления двоичной единицы.

Анализ энергетического спектра (7.25) показывает, что у ква­ зитроичного сигнала отсутствует не только постоянная составляю­ щая, но и вообще вся дискретная часть спектра, а энергия его

211

непрерывной части (рис. 7.126, кривая 2) сконцентрирована в об­ ласти частот, близких к /т/2. После выпрямления квазитроичного сигнала, осуществляемого в регенераторе, импульсная последова­ тельность опять превращается в исходную двоичную и вновь по­ являются дискретные составляющие спектра — тактовая частота и ее гармоники; составляющая тактовой частоты может быть выде­ лена и использована для синхронизации регенератора.

Передача квазитроичным кодом обеспечивает следующие пре­ имущества по сравнению с двоичным (однополярным) сигналом: хронирующий сигнал, энергия которого до выпрямления скон­ центрирована в области частот, близких к /т/2, испытывает мень­ шее затухание в линии связи, чем при передаче в области частот, близких к / т , в то же время переходные затухания между парами ка­

генераторы квазитроичного сигнала легко сочленяются с симмет­ ричными линиями; облегчаются требования к частотной характери­ стике линии в области нижних частот и к трансформаторам, ос­ лабляются межсимвольные переходные влияния 2-го рода.

Недостатком квазитроичного кода, с которым приходится ми­ риться, является необходимость раздельной регенерации положи­ тельных и отрицательных импульсов. Следует также отметить, что вероятность ошибки приема квазитроичного сигнала несколько больше, чем двоичного (при той же амплитуде импульсов и том ж е уровне помех). Если ошибки вызываются только действием внеш­

роятность трансформации «единицы» в «нуль», т. е. вероятность появления отрицательного напряжения помехи, по абсолютному значению превышающего половину амплитуды импульса (рис. 7.2); р л о (ложное обнаружение) — вероятность трансформации «нуля» в «единицу», т. е. вероятность появления положительной помехи той же величины. Будем считать, что вероятности появления оди­ наковых по абсолютной величине положительных и отрицательных

трансформации «нуля» в «единицу» возрастает в два раза благо­ даря тому, что за «единицу» может быть ложно принята не толь­

Увеличение вероятности ошибки может быть скомпенсировано как положительными свойствами кода, отмеченными выше, так и возможностью обнаружения ошибок, возникающих в линейном тракте {15]. Ошибки могут быть обнаружены по «нарушению биполярности». Действительно, поступление на вход приемной части системы связи двух и более следующих подряд импульсов одина-

212

ковой полярности должно классифицироваться как ошибка, про­ исшедшая в процессе передачтг-по линейному тракту. Возможность обнаружения ошибок объясняется избыточностью, присущей ква­ зитроичному сигналу. Действительно, каждый его символ, в прин­ ципе, может переносить количество информации, равное lg 3 3=l,5 7 бит, а переносит фактически 1 бит информации.

танием из однсполярной последовательности, соответствующей рис. 7.116, той же последовательности, задержанной на один тактовый интервал. Задержка и вычитание осуществляются с помощью ли­ нейной цепи, имеющей коэффициент передачи 1—е 1 й Г , где Т — длительность тактового интервала. Подобные устройства приме­ няются в радиолокационной технике, где они называются устрой­ ствами череспериодной компенсации.

Найдем энергетический спектр GBbix(co) выходного сигнала и амплитудно-частотную характеристику Ку{а>) устройства череспе­ риодной компенсации, считая, что энергетический спектр G (со) входного сигнала определяется ф-лой (7.24):

2

кода, рассмотренного выше.

Для преобразования разностного сигнала в исходный однополярный его можно, например, подать через дифференцирующую

Рассмотренные варианты квазитроичного сигнала находят при­ менение в первичных системах связи с ИКМ. Во вторичных систе­ мах, построенных на основе объединения сигналов нескольких пер­ вичных ((см. гл. 9), к линейному сигналу могут быть предъявле­ ны некоторые дополнительные требования. Выше уже отмечалось,, что длинные серии «нулей» в составе цифрового сигнала недопу­ стимы. Если в первичной системе эта проблема решается без затруднений, путем исключения одной кодовой группы из пѵв воз­ можных, то во вторичных системах, использующих принцип посим­ вольного объединения, эта мера не исключает возможности появ­ ления указанных серий, особенно при малой загрузке каналов (в; режиме «молчания»). Поэтому во вторичных системах обычно'

213-

используются специальные коды и алгоритмы преобразования однополярного сигнала в квазитроичный [16, 17, 18]. Примером мо­ жет служить так называемый парно-избирательный квазитроич­ ный код [16].

Преобразование двоичного кода в парно-избирательный квази­ троичный происходит следующим образом. Двоичный сигнал раз­ деляется на пары соседних -символов; каждой паре соответствует определенная двузначная комбинация квазитроичного кода. Так,

1,0 производится смена знака «единицы» в комбинации парноизбирательного кода, чтобы положительные и отрицательные им­ пульсы встречались в среднем одинаково часто. В парно-избира­ тельном квазитроичном сигнале невозможно появление более чем двух пробелов подряд.

Недостатком рассмотренного типа линейного сигнала является необходимость синхронизации по парам импульсных посылок.

Фильтрация линейного сигнала. Фильтрация сигнала, прошед­ шего участок линии связи, обычно осуществляется во входном (предварительном) усилителе регенератора и, таким образом, предшествует выработке решения. Решения принимаются по каж­ дому символу в отдельности, ибо осуществление приема в целом связано с большими реализационными трудностями. Фильтр, вхо­ дящий в состав предусилителя, можно назвать корректором или выравнивателем частотной характеристики участка линий связи.

Оптимальная фильтрация линейного сигнала не находит себе применения в регенераторах цифровых сигналов по целому ряду причин. Во-первых, как известно, в случае приема одиночных сиг­ налов (на фоне белого шума) более простые квазиоптимальные фильтры (т. е. фильтры, полоса пропускания которых согласова­ на с шириной спектра сигнала) дают почти такие же результаты, как и оптимальные (т. е. фильтры, форма частотной характеристи­ ки которых согласована с формой спектра сигнала). Во-вторых, оптимальная фильтрация в ее классическом виде приводит к боль­ шим межсимвольным переходным помехам или требует снижения скорости передачи сигналов (так, например, прямоугольный им­ пульс на входе оптимального фильтра на его выходе принимает треугольную форму и расширяется вдвое). Применение коммути­ руемых фильтров (с быстрым разрядом реактивных элементов в момент отсчета выходного сигнала) не даст заметного эффекта, поскольку сам участок кабельной линии является цепью с распре­ деленными реактивными элементами. Оптимизация же с учетом помех, возникающих из-за межсимвольной интерференции, при­ водит к весьма громоздким конструктивным решениям [19].

Все эти обстоятельства заставляют при выборе частотной ха­ рактеристики корректора ограничиваться квазиоптимальными ре-

214

шениями. Подходы и критерии выбора могут быть различными: [20, 21]. Простейший подход заключается в следующем.

Если для обнаружения двоичного сигнала применяется рассмотренный в 7.1 метод стробирования, то вероятность ошибки, не учи­ тывая переходных помех, фазовых флуктуации стробирующих им­

а вероятность ложного обнаружения есть вероятность появления помехи одинаковой с сигналом полярности, превышающей поло­ вину амплитуды импульса:

плотность распределения мгновенных значений которой является

') Действительная анергия сигнала, в отличие от условной, должна опре­ деляться с учетом непостоянства мгновенной мощности в пределах посылки.

215

Выражение (7.30) с точностью до множителя к/ совпадает с известной в теории потенциальной помехоустойчивости [22] форму­

то метод стробирования обеспечивает помехоустойчивость, близкую к потенциальной. Конечно, вероятность ошибки, определяемая со­ гласно (7.30) и при / с / = 1 , ненамного превышает вероятность ошиб­ ки оптимального приемника. Различие объясняется тем, что (при отсутствии потерь энергии в фильтре) вероятность ошибки (7.30) для оптимального фильтра определяется средней энергией входно­ го сигнала фильтра, а для квазкоптимального с полосой пропуска­ ния (7.28) — средней условной энергией выходного сигнала, зави­ сящей ОТ Д/лс-

С первого взгляда на ф-лу (7.30) может показаться, что для уменьшения рош выгодно уменьшать ширину полосы пропускания, принимая к,<1. Однако это не так. Дело в том, что, во-первых, мгновенная мощность А* в момент отсчета импульсного сигнала падает при ограничении полосы (рис. 7.13а). Во-вторых, приумень-

ш

Ufte

6)

7/ п

/ \ 1*

П р и м е ч а н и е . Заштрихованная площадь выражает мощ­ ность шума на выходе фильтра.

.216

шении полосы пропускания увеличиваются межсимвольные пере­ ходные помехи.

С другой стороны, нет особых оснований и к расширению по­

При увеличении ширины полосы мощность сигнала на входе ре­ шающего устройства растет незначительно, а помехоустойчивость уменьшается из-за увеличения мощности помех, проходящей на выход фильтра (рис. 7.136)

Изложенные теоретические соображения по выбору полосы пропускания участка линии связи справедливы для случая, когда действует помеха типа белого шума. Практически на симметрич­ ных кабельных линиях более важным является влияние переход­ ных помех от других пар кабеля. Мощность этих помех сосредото­

ла в момент отсчета снижается незначительно, а мощность пере­ ходных помех заметно уменьшается. Итак, корректор (выравни­ ватель) должен обеспечить равномерность амплитудно-частотной и линейность фазо-частотной характеристик в полосе А/П с, опре­ деляемой согласно (7.32). Требования к форме выходных импуль­ сов предусилителя предъявляются сравнительно невысокие, и кор­ рекция может быть выполнена простыми средствами. Нижняя гра­ ница полосы пропускания определяется качеством входящих в ли­

го участка. Типичная зависимость километрического коэффициен­ та затухания сск от частоты [23] для кабеля марки Т, часто при­ меняемого на городских соединительных линиях, показана на ір.ис. 7.14 (кривая 1), а типичная зависимость от частоты переходного

на входе регенератора превышает амплитуду напряжения пере­ ходных помех не менее чем в четыре раза, а регулярная составляю-

217

товой синхронизации и всего регенератора в целом. Если исхо­

а переходное затухание на ближнем конце для сигнала той же

пары, принадлежащие различным кабелям, >а остальные пары им- пульсно-кодовому уплотнению не подвергаются, выбор длины уча­

Иногда и при работе по однокабельной системе переходные по­ мехи не являются доминирующими. Так, например, на участках регенерации, примыкающих к АТС, велик уровень импульсных по­ мех, проникающих из неуплотненных пар и создаваемых прибора-

218

ми телефонных станций (устройствами набора, вызова и т. п.). П о ­ этому обычно длину таких участков (оконечных в системе связи) уменьшают до 1 км.

7.4. Помехоустойчивость одиночного регенератора

Регенераторы цифрового сигнала состоят из двух основных частей: приемной и передающей. Говоря о помехоустойчивости ре­ генератора, мы будем, конечно, иметь в виду помехоустойчивость его приемной части.

Потенциальная помехоустойчивость приемника двоичных сигна­ лов, как уже отмечалось, определяется выражением

(7.33)

справедливым в случае помехи типа белого шума. Здесь под Q H следует понимать среднюю энергию импульсной посылки на входе оптимального фильтра. Реальная помехоустойчивость отличается от потенциальной по целому ряду причин, среди которых можно, назвать следующие:

—неоптимальная фильтрация входного сигнала;

—межсимвольные переходные помехи;

—переходные влияния от других пар симметричного кабеля;

—фазовые девиации стробирующих импульсов;

факторов отношение сигнал/помеха на входе регенератора для до­

местного действия всех перечисленных факторов связан с больши­ ми математическими трудностями. Поэтому обычно влияние каж­ дого ухудшающего фактора оценивают отдельно.

выражением

219