
книги из ГПНТБ / Гуревич В.Э. Импульсно-кодовая модуляция в многоканальной телефонной связи
.pdfЙ'мх
fbix.,
]вых-г I
Вых.
Им
Рис. 5.39. Диаграмма работы кодера с де
лителями |
напряжения |
|
|
||
1 |
1 2 |
Кданто- |
1 |
rfi |
|
|
У |
|
йатель |
|
|
|
|
|
2\£читыоающий |
|
|
|
|
|
импульс |
ІВход |
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
53 ^ |
1 |
я |
И2 |
2 |
. Кпдодые |
|
2 |
и |
|
|
I выходы |
|
|
|
|
||
|
1 |
ê |
|
i |
|
|
2 |
|
|
|
|
Рис. |
5.40. |
Структурная |
схема |
кодера с ко |
довым полем в пространстве частоты
лей применены делители напряжения с коэффици ентом деления, равным 2. Диаграммы, поясняющие процессы кодирования, приведены на рис. 5.39.
Трудности практиче ского осуществления рас смотренных схем связаны с реализацией многосту пенчатых амплитудных характеристик квантова телей. Кодеры, выполнен ные в соответствии с та кими структурными схе мами, содержат большое количество радиокомпо нентов и функциональных узлов, к которым предъ являются весьма жесткие требования как в от ношении быстродействия, так и в смысле высокой четкости работы. Приме нение однодистантных кодов позволяет несколь ко расширить допуски и смягчить требования к стабильности элементов схемы [12—16].
Кодер |
с |
кодовым |
по |
||||
лем |
в пространстве |
|
часто |
||||
ты. |
Структурная |
|
схема |
||||
трехразрядного |
кодера |
||||||
такого |
типа |
показана |
на |
||||
рис. |
5.40. |
Здесь |
кодовое |
||||
поле |
натурального |
|
двоич |
||||
ного |
кода |
|
построено |
в |
|||
пространстве частот |
сину |
||||||
соидальных |
колебаний, |
||||||
полученных |
из опорного |
||||||
колебания |
с |
частотой |
F3 |
||||
путем |
ее |
последователь |
|||||
ного |
умножения. |
|
Выбор |
||||
способа |
получения |
ряда |
синусоидальных колебаний не имеет принципиального значения: может быть применен и метод деления наивысшей частоты.
Как видно из рис. 5.40, отсчеты кодируемых сигналов преобра-
130
зуются в импульсы, модулированные по длительности, а затем подвергаются квантованию. Диаграммы, поясняющие процессы ко дирования, приведены на рис. 5.41.
Синусоидальные колебания с частотами F 3 , F2=2F3 и Fi = 2F-2 с выходов умножителя частоты поступают на входы 1 соответст вующих элементов сов-
падения Иі—И3 , количе ство которых равно чис лу разрядов кода ткв. Входы 2 элементов совпа
дения |
соединены |
с |
выхо |
|||
дом 3 |
квантователя |
|
це |
|||
пью, |
откуда |
поступает |
||||
считывающий |
|
импульс. |
||||
Элемент совпадения |
по |
|||||
строен |
таким |
|
образом, |
|||
что напряжение |
на |
|
его |
|||
выходе |
появляется |
лишь |
||||
в том |
случае, |
|
когда |
на |
||
оба входа |
одновременно |
|||||
поступают |
напряжения |
|||||
одинаковой |
|
полярности |
||||
(в данном |
случае |
поло |
||||
жительной) . |
|
|
|
|
|
На вход 1 квантовате ля поступают кодируемые сигналы в виде импуль сов, модулированных по длительности, а на его вход 2 — синусоидальное напряжение наивысшей частоты (2Fi). В момент,
АИМ
ШИМ
Считывающий
импульс
Рис. 5.41. Временные диаграммы работы кодера с кодовым полем в пространстве частоты
когда отрицательная полуволна синусоидального напряжения, бли жайшая к заднему (модулируемому) фронту импульса ШИМ, до стигает максимальной величины, схема квантователя выдаст на выход считывающий импульс. Процесс квантования состоит в оп ределении с заданной степенью точности этого момента времени. Таким образом, квантование заканчивается формированием счи тывающего импульса.
По завершении квантования начинается формирование посылок кодовой комбинации на соответствующих цифровых выходах коде ра. Этот процесс заключается в определении состояния гармониче ских колебаний на входах / элементов совпадения в момент по ступления на входы 2 считывающего импульса. Как было замечено ранее, совпадение считывающего импульса с положительной полу волной синусоидального напряжения приводит к выдаче, на циф ровой выход кодера импульса («единицы»); при несовпадении на цифровой выход кодера будет выдан пробел («нуль»)..
5* |
131 |
На рис. 5.41 приведены диаграммы, поясняющие процесс коди рования сигнала, величина которого расположена на шкале уров ней в верхней половине интервала, разделяющего разрешенные уровни 1 и 2. При кодировании без существенных инструменталь ных ошибок на цифровые выходы кодера будет выдана комбина ция натурального двоичного кода, вес которой равен 2 уе, т. е. ко довая группа 010.
Таким образом, регистрация фазовых соотношений опорной частоты (2 Fi) и модулированных фронтов широгно-модулирован- ных импульсов, подаваемых на квантователь, позволяет установить однозначную связь между кодируемой величиной и характером по сылок кодовой комбинации на выходе кодера.
Для нормальной работы кодера должна быть исключена воз можность совпадения переходов через ноль синусоидального коле
бания с частотой 2 Ft |
и колебаний |
других частот. С этой целью в |
|
цепь подачи колебания |
частоты 2F 4 |
включают фазосдвигающую |
|
цепочку ф с временем задержки, некратным |
периоду колебания |
||
(рис. 5.40). |
|
|
|
Рассмотренная схема критична |
к стабильности опорной часто |
||
ты и фазовых соотношений в цепях обработки |
сигналов. |
5.5. Нелинейное кодирование
Общие положения. Кодирование служит не только средст вом преобразования формы представления информации, но и сред ством согласования различных звеньев (участков) сети связи. Развитие сети связи приводит к переоценке возможностей тех или иных уже утвердившихся в технике способов кодирования и нерав номерного квантования и к появлению новых модификаций. Тре бование получения наибольшего отношения сигнал/шум в задан ном динамическом диапазоне сигналов становится в последнее вре мя далеко не единственным. Необходимо учитывать, по крайней мере, следующие положения.
1.Ухудшение параметров канала при стыковке кодеков с раз ными характеристиками компандирования должно быть мини мальным.
2.Весьма желательно, чтобы кодек узла связи с множеством расходящихся направлений передачи обладал свойством универ сальности. Это значит, например, что одно и то же устройство дол жно обеспечивать передачу в разных направлениях с разными за конами компандирования.
3.Закон компандирования должен позволять в случае необхо димости осуществить простейшими способами линеаризацию циф рового сигнала (т. е, приведение его к равномерной шкале кванто вания) с последующим выполнением таких операций, как ослабле ние й усиление сигнала, преобразование законов компандирования, трансформация кодов, разделение сложного (агрегатного) цифро вого потока на его составляющие (компонентные цифровые пото-
132
кй) с целью раздельной коммутации и распределения их по раз ным направлениям передачи и т. п.
4.С одной стороны, необходимо, чтобы характеристики кодека обеспечивали наилучшим образом передачу определенного вида информации (телефонной, вещания, данных и т. п.), а с другой стороны — желательна универсализация возможностей кодека по крупным группам различных -видов информации, составляющих ос новной объем трафика сети связи.
5.Характеристики компандерных устройств различных систем
связи должны быть хорошо воспроизводимыми |
(т. е. разброс |
их |
при серийном выпуске аппаратуры должен быть |
минимальным) |
и |
стабильными во времени. |
|
|
Первая группа факторов обусловлена тем обстоятельством, что |
||
развитие идей интегральной цифровой сети связи |
(ИЦСС) отстает |
от развития техники систем ВД-ИКМ: выпускаемая промышленно стью аппаратура уже широко применяется, а выбор принципов по строения ИЦСС и законов компандирования все еще продолжает ся. Отсюда вытекает проблема совместимости в рамках единой се ти связи систем ВД-ИКМ с разными законами компандирования.
Необходимость решения указанных задач приводит к идее цифрового компандирования, которая заключается в следующем. Сигналы различных видов информации, поступающие на узел свя зи и разделенные во времени, подвергаются аналого-цифровому преобразованию при помощи общего кодера с равномерной шка лой квантования. Формирование цифровых потоков по направле ниям передачи после кодирования осуществляется с помощью цифровых функциональных преобразователей. Последние вносят в компонентные цифровые потоки признаки требуемых (иногда различных) законов компандирования, производят операции уси ления и ослабления сигналов и т. п.
Цифровые компандеры хорошо приспособлены для решения пе речисленных выше задач, но пока еще мало распространены из-за сложности реализации многоразрядных линейных кодеков. Наи большее внимание в технике систем ВД—ИКМ в настоящее время уделяется нелинейным кодекам с цифровым компандированием эталонов.
Предпочтительное положение в рекомендациях МККТТ занима ют два сегментных закона компандирования — А-87,6/13 и (л-255/15. Первый из этих законов принят в качестве международ ного не только для европейского района интернациональной сети связи, но и для каналов систем ИКМ, соединяющих сети связи с разными законами компандирования.
Аналитические выражения |
плавного |
квазилогарифмического |
А -закона компрессии и плавного |
р>закона |
приведены в гл. 4. На |
рис. 5.8 пунктиром показан график закона А-87,6 для сигналов од ной полярности и показана его аппроксимация отрезками прямой (сегментами). Кривая компрессии А-87,6/13 для двухполярных сигналов фактически состоит из 16 сегментов. Однако четыре цент-
133
ральных сегмента имеют одинаковую крутизну, т. е. равные шаги квантования, а поэтому принимаются за один сегмент. Аналогич ным образом плавный ц-закон при степени сжатия, равной 255, аппроксимируется при передаче двухполярных сигналов 16 отрез ками прямой. Два центральных сегмента имеют одинаковую кру тизну, поэтому значения входных сигналов разделяются на 15 поддиапазонов с разными величинами соответствующих им шагов квантования.
Сравнение |
законов |
компандирования |
А-87,6/13 и |
\х-255/15. |
В 4.6 рассмотрена модель неравномерного квантователя, |
состоящая |
из каскадного соединения нелинейного устройства с амплитудной характеристикой uBblx—f(u) и линейного квантования. В общем виде шаг квантования при таком каскадном соединении есть функ
ция величины сигнала |
и определяется |
соотношением |
||
а |
/ \ |
"макс |
с ѵ |
|
Д<(И) = -ЙГ=І |
. |
( 5 - 6 ) |
||
где )'{и) |
|
2 " в |
/ ' (и) |
|
— крутизна |
амплитудной |
характеристики нелинейного |
||
устройства в середине і-го шага квантования. |
||||
Реализация |
этого |
соотношения приводит к плавной кривой |
компрессии независимо от способа его осуществления — в кванто вателях с аналоговой компрессией сигналов или в кодерах с ана
логовой компрессией |
эталонов. |
|
|
|
|
|
|
При линейно-ломаной кривой компрессии изменение ее крутиз |
|||||||
ны, а следовательно, и величины шага |
квантования, |
происходит |
|||||
не плавно, а дискретно. Величина шагов |
квантования |
в |
пределах |
||||
данного сегмента остается постоянной, а |
при |
переходе |
в |
область |
|||
соседнего |
сегмента |
скачкообразно принимает |
другое |
значение. |
|||
Величина |
шага квантования в і-м сегменте в соответствии с |
(5.6) |
|||||
а / \ |
"макс |
». . . |
|
|
|
|
|
Д,-(х) = |
_. , — , |
где f і(и) — крутизна |
кривой компрессии |
в і-м |
|||
2 |
к в fi (") |
|
|
|
|
|
|
сегменте. |
|
|
|
|
|
|
|
Реализация |
линейно-ломаного закона |
компандирования |
воз |
||
можна с помощью цифровых |
компандеров |
или нелинейных |
коде |
||
ров с цифровой компрессией эталонов. |
|
|
|
||
При линейно-ломаном законе компандирования функция, ха |
|||||
рактеризующая |
зависимость |
отношения |
сигнал/шум квантования |
||
от величины сигнала, имеет |
разрывы на |
границах сегментов, вы |
званные дискретным характером изменения крутизны кривой ком прессии. Величина этих разрывов равна 6 дБ. В пределах одного сегмента отношение сигнал/шум квантования увеличивается с рос том сигнала.
Законы компандирования А-87,6/13 и (х-255/15 весьма близки друг к другу — оба они являются квазилогарифмическими. Ана литические выражения этих законов, как показано в [17], могут быть непосредственно получены из условий построения сегментной характеристики. Условие A i + 1 / A j = 2, і= 1, 2,..., п0— 1, где пс — коли-
134
чество сегментов для сигналов одной полярности, приводит к кри вой компрессии типа ц, а условие
ІІ±1 |
1 |
i = 1 |
|
(5.7) |
|
2 |
1=2,3, |
n c — 1 |
|||
Ai |
|||||
|
|||||
— к кривой компрессии типа А. |
|
|
|||
Значения |
Л и р . |
определяются |
следующими соотношениями: |
А2 " с ~ '
= |
. . \1 — Т с — 1 . Если пс = 8, то Л = 87,6, а ц = 255. |
1 + In А |
пс |
Кривая компрессии типа \х имеет большую крутизну в области малых входных сигналов; это соответствует большему по сравне нию с Л-законом отношению сигнал/шум квантования для уровней сигнала, расположенных примерно на 40 дБ ниже порога ограни чения Ымакс-
В канале системы ВД-ИКМ с нелинейным кодером мощность шума квантования различна при попадании мгновенных значений сигнала на различные участки кривой компрессии. В случае при менения устройств с сегментными характеристиками при передаче случайных сигналов с симметричным распределением мгновенных значений и нулевым средним значением средняя мощность шума квантования согласно (4.4) определяется соотношением &1В =
Л •12' где рі — вероятность попадания кодируемой величины
в пределы і-го сегмента.
Рис. 5.42. Зависимость отношения сигнал/шум квантования от относительной величины уров ня сигнала для характеристики комландирова- ния ,ц-255Д5 и А-87,6/13 при я к в = 2 5 6
Благодаря усреднению продуктов квантования зависимость от ношения сигнал/шум квантования от уровня сигнала, рассчитанная
с помощью последней |
формулы и показанная |
на рис. 5.42, не име |
ет резких скачков. Из |
этих графиков следует, |
что оба закона ком- |
136
пандирования обеспечивают получение отношения сигнал/шум квантования не менее 32 дБ в диапазоне изменения величин сигна лов порядка 40 дБ.
При постоянном числе шагов квантования в каждом сегменте двукратное увеличение шага при переходе из одного сегмента в следующий приводит к увеличению области входных сигналов, со ответствующих этому сегменту. Согласно условию увеличение вдвое шага квантования сегментной характеристики типа \х проис
ходит последовательно в каждом сегменте, а |
характеристики ти |
||||||||||||
па А — в соответствии с соотношением |
(5.7), |
начиная с |
третьего |
||||||||||
сегмента. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Величины |
поддиапазонов |
кодируемых |
сигналов, |
соответствую |
|||||||||
щие определенным сегментам |
кривой |
компрессии, |
пропорциональ- |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
п —2 |
|
ны последовательности |
следующих чисел: 1, 2, 4,..., 2І _ 2 ...2 |
с |
для |
||||||||||
характеристики |
типа |
Л |
и 1, 1, 2,..., 21 '- 1 ,..., |
2 0 |
для |
характеристи |
|||||||
ки типа |
ц. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Количество |
разрешенных |
уровней |
(уровней |
квантования) |
|||||||||
обычно |
равно |
128 или 256 (т. е. на выходе кодера |
формируются |
||||||||||
семиили восьмиразрядные кодовые группы). |
В |
первом |
случае |
||||||||||
число шагов квантования в каждом |
сегменте |
равно 8, |
а |
во вто |
|||||||||
ром — |
16. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Абсциссы |
верхних |
границ |
сегментов |
(в относительных |
едини |
||||||||
цах) для Л-закона определяются соотношением |
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
к |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 + |
S |
2 * - 2 |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
*м = |
— |
^ |
|
= |
2""с - |
|
|
|
|
|
(5.8) |
|
|
|
|
|
|
2 К - 2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
к=2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Для |
(х-закона |
абсциссы верхних границ сегментов определяют |
|||||||||||
ся соотношением |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
у 2 *_і |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
% - |
~~п |
|
= |
— п |
• |
|
|
|
|
|
(5-9) |
|
|
|
I |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Величины ХІ представляют собой разрешенные |
уровни |
входного |
|||||||||||
сигнала, совпадающие с границами сегментов. Как |
было |
показано |
|||||||||||
в 5.1, каждому разрешенному уровню |
соответствует определенная |
||||||||||||
совокупность эталонных сигналов. |
|
|
|
|
|
|
|||||||
Из |
(5.8) |
следует, |
что соотношения |
между |
абсциссами |
границ |
сегментов кривой компрессии А-87,6/13 составляют целые степени, числа 2. Подобные соотношения характерны также для системы, эталонов в линейных двоичных кодерах.'Длина отрезка оси абс-„
136
цисс, соответствующего определенному (і-му) сегменту кривой компрессии А-87,6/13, численно равна абсциссе нижней границы сегмента. Поэтому эталон, соответствующий нижней границе каж дого сегмента, формируется включением лишь одного источника эталонных сигналов.
Определение номера разрешенного уровня в пределах данного сегмента в нелинейных кодерах взвешивающего типа осуществля ется методом поразрядного сравнения и вычитания, как и при ко дировании с равномерной шкалой квантования. Поэтому в нели нейном кодере с характеристикой А-87,6/13 число эталонов, исполь
зуемых при формировании кодовой группы, не |
превышает |
|
(1+log2ttc кв), где |
Пскв — число шагов квантования в |
одном сег |
менте. Подставив |
в это соотношение величину п С кв=16, |
получим, |
что число одновременно включенных эталонов в кодере не превы шает 5. В декодере, кроме того, добавляется дополнительный, шес той, эталон, равный половине шага квантования (для смещения разрешенного уровня на середину шага квантования).
Приведенные расчеты позволяют сделать следующий весьма важный для практики вывод: в восьмиразрядном нелинейном коде
ке с цифровой компрессией эталонов, осуществляемой |
по закону |
А-87,6/13, требуемая точность формирования эталонных |
сигналов |
в пределах каждого сегмента равна требуемой точности осуществ ления аналогичных процессов в шестиразрядном линейном кодеке или нелинейном кодеке с аналоговой компрессией. Это значит, что снижаются требования к точности и стабильности параметров резисторных декодирующих матриц, ключей и т. п.
Общее количество источников эталонных сигналов в восьми
разрядном кодере с характеристикой А-87,6/13 |
достигает 11, а |
в |
декодере — 12. |
|
|
В нелинейных кодеках с характеристикой компандирования ти |
||
па Р.-255/15 соотношения между величинами |
Х І , как видно |
из |
(5.9), не могут быть выражены целыми степенями числа 2. Это ве дет к некоторому усложнению алгоритма работы кодека по срав нению с кодеками, в которых реализован закон А-87,6/13. Граница •сегмента определяется включением нескольких источников этало нов, причем их состояния, соответствующие границе сегмента, не остаются постоянными при определении номера шага квантова ния. Поэтому в течение каждого такта кодирования как при опре делении номера сегмента, так и при поиске шага квантования в пределах сегмента осуществляется переключение большего коли чества эталонных сигналов, чем при Л-законе, что приводит к рос ту уровня помех. Кроме того, для введения корректирующего сиг нала, равного половине шага квантования, в декодере с законом
типа р,-255/15 |
необходимо переключение нескольких |
источников |
|||
эталонов младших разрядов. Очевидно, что |
все это |
приводит к |
|||
увеличению инструментальной погрешности |
кодирования |
в |
коде |
||
ках с законом |
компандирования ц-255/15 |
по сравнению |
с |
коде |
ками, построенными в соответствии с законом А-87,6/13. Общее ко-
137
личество источников эталонных сигналов в восьмиразрядном де кодере (ЦАП) с законом U.-255/15 равно 13. Такой же ЦАП вклю чается в цепь обратной связи кодера взвешивающего типа.
Нелинейное кодирование симметричных сигналов. Абонентские телефонные сигналы, поступающие на вход каналов Систем ВД-ИКМ, имеют симметричное распределение вероятностей мгно венных значений. Это обстоятельство предопределяет требование к квантователю подобных сигналов: его амплитудная характеристи ка должна быть двухполярной, т. е. симметричной относительно начала координат.
В кодеках взвешивающего типа с равномерной шкалой кван тования вопрос получения двухполярной квантующей характери стики решается сравнительно просто — путем смещения нулевого статического уровня на середину шкалы квантования или путем добавления к сигналу постоянной составляющей, равной половине
m —1
динамического диапазона кодека (т. е. 2 к Д0 ). Такой метод прост, хотя повышает требования к системе эталонов. В случае нелинейного кодирования он неприменим, так как смещение нуля при неравномерном квантовании (см. 4.7) приводит к ухудшению отношения сигнал/шум. Двухполярную квантующую характеристи ку нелинейного кодера, необходимую для преобразования симмет ричных сигналов, можно получить одним из следующих способов:' применением двух систем эталонов противоположной полярности; раздельным кодированием разнополярных отсчетов сигнала; уни-
поляризацией (выпрямлением) отсчетов |
сигнала. |
|
|
|||
Обобщенные структурные схе |
|
|
|
|||
мы, |
иллюстрирующие |
первый |
|
|
|
|
способ |
построения |
нелинейного |
вКОВ |
компа |
Зыход |
|
кодера, даны на рис. |
5.43 |
и 5.44. |
|
ратор |
|
Выход
и -
РеВерсиВный \npeo6-. рарВатель эталонов^
-Мсточник зтолоноо
Логика
Рис. 5.43. Структурная схе ма кодера симметричных сигналов с 'источниками раз нополярных эталонов
Рис. 5.44. Структурная схема кодера симмет ричных сигналов с реверсивным преобразова телем эталонов
138
Обе схемы нашли практическое применение [18, 19].
В нелинейном кодере симметричных сигналов с двумя источни ками эталонов противоположной полярности (рис. 5.43) в первом такте кодирования определяется полярность входного сигнала, а на выходе формируется первая кодовая посылка. По цепи обрат ной связи посылка кодовой группы воздействует на логическое устройство, вырабатывающее сигналы управления источниками эталонов. При положительной полярности входного сигнала логи ка включает первый источник эталонов. Процесс уравновешивания входного сигнала и формирование посылок кодовой группы проис ходят обычным способом. Поступление на вход кодера сигнала от рицательной полярности приводит к формированию на выходе ло гики сигналов управления, под воздействием которых на вход ком паратора включается второй источник эталонов.
Особенность рассмотренной схемы заключается в наличии двух прецизионных источников эталонов, вырабатывающих одинаковые с высокой степенью точности сигналы противоположной полярно сти. В отличие от этого, в структурной схеме, показанной на рис. 5.44, применен реверсивный преобразователь, при помощи которо го изменяется полярность эталонов единственного в схеме источ ника. Принцип действия обеих схем одинаков, за исключением то го, что логика второй схемы осуществляет переключение цепи по ступления эталонных сигналов на вход компаратора: при кодиро вании сигналов положительной полярности ключ К размыкает верхний и замыкает нижний контакт, а эталонные сигналы прохо дят на вход компаратора через инвертор; преобразование сигна лов отрицательной полярности происходит в положении переклю чателя, показанном на схеме.
Опыт разработки систем ВД-ИКМ с нелинейными кодерами по казывает, что создание двух идентичных источников разнополярных эталонов представляет собой менее сложную техническую за дачу, чем построение прецизионного реверсивного переключателя эталонов.
При раздельном кодировании разнополярных отсчетов сигна л а (обобщенная структурная схема одной из реализаций которого показана на рис. 5.45) входной сигнал подвергается линейной об работке, например парафазному усилению [20]. С выхода парафазного усилителя сигнал поступает на входы двух компараторов. Ло гика включает один из компараторов при передаче сигнала поло жительной полярности; другой компаратор включается при коди ровании сигнала отрицательной полярности. Сравнительная оцен ка сложности формирования прецизионных эталонов и реализации высокой степени стабильности и идентичности порогов срабатыва ния двух компараторов показывает практическую предпочтитель ность кодера с двумя источниками эталонов.
Униполяризация кодируемых отсчетов сигнала заключается в нелинейной обработке отсчетов сигнала перед кодированием. Для этого применяют реверсивные преобразователи [21], построенные
139