книги из ГПНТБ / Глазенко Т.А. Полупроводниковые преобразователи в электроприводах постоянного тока

Рассмотрим особенности процесса разряда конденсатора на примере схемы ШИП, изображенной на рис. 3-27, а.

Первый интервал разряда tpl начинается с момента включения вспомогательного тиристора 77' и образования колебательного кон­ тура разряда конденсатора Ы, С, 77', 77. Ток конденсатора іс на этом интервале меньше тока нагрузки / н , и тиристор 77 остается вклю­ ченным. Начальные значения напряжения и тока в конденсаторе (рис. 3-27, б):

Электромагнитные процессы в контуре свободного разряда кон­ денсатора характеризуются уравнениями:

Первый интервал разряда закончится в момент запирания тири­ стора 77, тогда ток ic достигнет величины тока нагрузки

Время коммутации тока с тиристора 77 на тиристор 77' и диод Д2 может быть определено из трансцендентного уравнения (3-167). При этом следует иметь в виду, что предельные координаты цикла перезаряда конденсатора в рассматриваемом случае те же, что и в схе­ мах ШИП с последовательной коммутирующей LxC-цепью без диода Д2, т. е.

Уравнение для расчета угла tpl, найденное на основании (3-167), (3468):

Для определения угла 7р 1 можно воспользоваться графической зависимостью, приведенной на рис. 3-22.

В течение второго интервала tp2 продолжает существовать коле­ бательный контур разряда. При этом ток | ic\ > 1„ и ток нагрузки продолжают замыкаться через смещенный в прямом направлении то­ ком ic диод Д2. Колебательный процесс разряда продолжается до мо­ мента запирания диода Д2, когда ток ic становится равным току на­ грузки (рис. 3-27, б—д). На этом расчетном интервале остаются справедливыми уравнения для х и у. Относительное время второго

напряжения на вспомогательных тиристорах TV и Т2 соответственно

равны UCml = xmlU и Ucm = xmlU (рис. 3-27, д, е).

Для схемы с последовательной коммутирующей LiC-цепью ха­ рактерны высокие скорости увеличения прямого напряжения на си­ ловом и вспомогательном тиристорах. На силовом тиристоре в момент запирания диода Д2 напряжение мгновенно возрастает на величину UC1. При запирании тиристора Т2 в момент окончания заряда напря­ жение на гасящем тиристоре TV увеличивается также мгновенно на величину UCml. Это обстоятельство требует специальных схемных

Рис. 3-28

мер, ограничивающих скорости нарастания напряжения на тиристо­ рах, и затрудняет использование таких схем в высоковольтных ШИП.

Воспользовавшись полученными соотношениями, можно анали­ тически рассчитать характеристики преобразователя, однако проще для этой цели воспользоваться фазовым портретом коммутационных электромагнитных процессов (рис. 3-28). Для построения фазового портрета предварительно по формулам (3-140) — (3-145) рассчиты­ ваются параметры окружностей, аппроксимирующих фазовые траек­ тории процессов заряда и разряда конденсатора, соответствующие нескольким значениям относительного тока нагрузки / н . Затем на фазовую плоскость наносятся линии нагрузки у = / н = const и из центров проводятся окружности до пересечения с соответствующими линиями переключения.

Характеристики ШИП с обратным диодом (рис. 3-29) хт1, хт2, утр>

вия обратного напряжения 0 = / (7Н) для ШИП с обратным диодом —

на 30% меньше в схемах с обратным диодом (см. рис. 3-24 и 3-29). Однако следует помнить, что в рассматриваемом случае время восста­ новления тиристора в 1,5 — 2,5 раза больше, чем в схемах без обрат­ ного диода. Поэтому при сравнении габаритов и установленных мощ­ ностей элементов коммутирующих цепей необходимо увеличить ор­ динаты кривой С = / (7„) в соответствующее число раз. Таким обра­ зом, для коммутации одного и того же относительного тока нагрузка / н в схемах с обратным диодом требуется в 1,2— 1,5 раза большая

Рис. 3-29 Рис. 3-30

в значительно меньшей степени зависит от тока нагрузки, чем в исход­ ных схемах (рис. 3-24, 3-29). Угол действия обратного напряжения 0Г в режиме внезапного увеличения нагрузки в kx = ІнП/І„і раз оп­ ределяется по фазовой траектории, соответствующей начальному зна­ чению тока 71 н (рис. 3-30). Напряжение на конденсаторе достигает установившегося значения, соответствующего новой нагрузке / н П , к началу следующего периода коммутации. При этом движение ра­ бочей точки на фазовой плоскости в течение переходного процесса

вают, что схемы с обратным диодом также обладают плохой перегру­ зочной способностью при внезапных изменениях нагрузки. Рабочий диапазон относительных токов в этом случае приходится существенна ограничивать, 7 н П < 0,5 -т- 0,75.

Внешняя характеристика ШИП с последовательной коммутирующей LCx-цепью и обратным диодом—более жесткая, чем для схем беа

мального относительного тока нагрузки /н . м а к с , выбранного при про­ ектировании преобразователя. Из формулы (3-178) следует, что для уменьшения нерегулируемой составляющей выходного напряжения

ток 7Н.м а к с целесообразно уменьшать. Обычно / н . М а к с < ^ 1Д На ос­ новании построений на рис. 3-28 и формулы (3-142) имеем:

В этом случае нерегулируемая составляющая выходного напряже­ ния может быть рассчитана по формуле:

На рис. 3-32 даны характеристики нерегулируемых составляющих выходного напряжения для ШИП с последовательной коммутирую­ щей LjC-цепью без обратного диода и с обратным диодом. Для обеих групп схем с увеличением максимальной относительной нагрузки пре­ образователя / н - м а к с нерегулируемая составляющая возрастает. Для схем с обратным диодом, шунтирующим силовой тиристор, нерегу-. лируемая составляющая выходного напряжения в области неболь­ ших нагрузок в десятки раз меньше, чем в ШИП без обратного диода; причем жесткий участок внешней характеристики ШИП с обратным диодом простирается в область малых токов нагрузки (рис. 3.-32), что существенно расширяет возможный диапазон регулирования на­ пряжения. Однако в таких схемах возрастает установленная мощ-.

ность полупроводниковых приборов, так как появляется дополни­ тельный диод Д2, и тиристор TV должен быть выбран здесь на макси­

цепью эффективно использовать эффект накопления энергии.в ее эле­ ментах практически не удается, так как для повышения перегрузоч­ ной способности схем приходится выбирать достаточно малый отно­ сительный ТОК /н . макеті •

Глава четвертая

ТИРИСТОРНЫЕ ШИП С ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОЙ КОММУТАЦИЕЙ В ЭЛЕКТРОПРИВОДАХ ПОСТОЯННОГО ТОКА

4-1. Электромагнитные процессы в нереверсивном ШИП

с последовательной коммутацией при работе на двигательную нагрузку

Схема и уравнения электромагнитных процессов. ШИП с последо­ вательной коммутацией являются перспективными преобразователями, обеспечивающими широкий диапазон регулирования выходного на­ пряжения. В них рабочие процессы в нагрузке протекают в значитель­ ной мере независимо от электромагнитных процессов в коммутирую­ щих цепях. Для расчета рабочих процессов могут быть использованы общие соотношения, полученные для транзисторных ШИП в главе 1. Поэтому такие вопросы, как принципы построения силовых цепей, -характеристики двигателя, дополнительные потери мощности в элек­ трической машине и т. д., являются общими для систем с ШИП на транзисторах и тиристорных ШИП с последовательной коммутацией.

Весьма важными для тиристорных импульсных преобразователей являются вопросы расчета коммутационных электромагнитных про­ цессов и проектирования коммутирующих устройств.

Процессы в коммутирующих цепях, по существу, определяют на­ дежность работы ШИП, его энергетические показатели, установленную мощность вентилей, перегрузочную способность и возможную частоту коммутации. Проектирование и расчет преобразователя могут быть выполнены только на основе анализа коммутационных электромаг­ нитных процессов.

Тиристорные ШИП могут быть выполнены с последовательным ком­ мутирующим дросселем L1 или трансформатором Тр (рис. 4-1, а, б). Широтно-импульсное регулирование напряжения на нагрузке (якоре двигателя) осуществляется смещением фазы импульсов, подаваемых яа вспомогательный тиристор TV (ыу 1 '), относительно импульсов уп­ равления, отпирающих силовой тиристор ТІ (цу 1 ), с частотой f = 1/Г (рис. 4-2, а, ж). Регулирование фазового сдвига гасящих импульсов Оу1' вызывает изменение относительной продолжительности включе­ ния тиристора 77 и среднего напряжения на нагрузке £/„.с р . В обеих

схемах (рис. 4-1, а, б) электромагнитные процессы протекают анало­ гично. При их исследовании сделаны следующие допущения: прямое

нии медленных коммутационных процессов не учитывается.

На рис. 4-3, а—д изображены структуры силовой части ШИП, об­ разующиеся в течение периода коммутации Т. При включении тири­ стора 77 все питающее напряжение 0 прикладывается первоначально к дросселю Ы и дросселю насыщения L H (рис. 4-2, д). Ток в дросселе iLx возрастает, замыкаясь через диод Д2, который смещен в прямом направлении током нагрузки г'я. Этот интервал продолжается до мо­ мента времени, когда ток в дросселе станет равным току нагрузки и диод Д2 перестанет проводить,

'ко = /н . м и н М ^ — Д ^ д г ) « /„. umLJU.

Рис. 4-1

Коммутационное уменьшение относительной продолжительности действия импульса напряжения на нагрузке (рис. 4-2, ж)

В течение следующего интервала ток нагрузки ія замыкается через силовой тиристор и дроссель Ы (рис. 4-3, б). Поскольку частота ком­ мутации выбирается достаточно высокой и пульсации тока в нагрузке весьма незначительны (5—10%), то падение напряжения в коммути­ рующем дросселе Lxdijdt очень невелико и практически все питаю­ щее напряжение прикладывается к якорю двигателя.

Следующие три интервала связаны с протеканием коммутационных процессов (рис. 4-3, в, г, д). В первый момент после включения тири­ стора 77' напряжение на конденсаторе ис •= U02>>U, силовой ти­ ристор 77 еще проводит и по нему замыкается обратный ток, величина которого ограничивается лишь сопротивлениями цепи питания (г„), диода Д2 (гд) и тиристора (гт), смещенных в прямом направлении,

Т- С / м - Е /