книги из ГПНТБ / Лихарев В.А. Цифровые методы и устройства в радиолокации

Для оценки точности измерения азимута .воспользуем­ ся формулой Крамера — Рао (3.28), имея в виду ограни­ чения в связи с ее 'применением, отмеченные в п. 3.4.2.

270

трицы Фишера (3.28а) для двухсвязной цепи Маркова соответствуют выражению

Совместная оценка компонент вектора Я производится многомерными измерителями [69].

3.5.Ц И Ф Р О В Ы Е И З М Е Р И Т Е Л И ,

С И Н Т Е З И Р О В А Н Н Ы Е Э В Р И С Т И Ч Е С К И М МЕТОДОМ

3.5.1: Цифровые многоканальные частотомеры. Проб­ лемы цифрового спектроанализа в настоящее время при­ влекают все большее внимание широкого круга спе­ циалистов по автоматической обработке информации. Автоматическое управление, радиоастрономия, гидроло­ кация, радиолокация — вот далеко не полный перечень областей науки и техники, связанных со спектральным анализом случайных процессов.

Спектроанализ относится к задачам оценки параме­ тров процессов. Здесь мы будем рассматривать эвристи­ ческий метод синтеза цифровых многоканальных спектроанализаторов, который применительно к обработке радиолокационной информации связан с построением многоканальных частотомеров с невысокой разрешающей способностью. Возможная область применения подобных устройств — измерение радиальной составляющей скоро­ сти целей.

При эвристическом синтезе цифровых частотомеров используются некоторые характерные приемы. В филь­ тровых частотомерах используются фазовые отсчеты входного процесса (В . 1) . В корреляционных частотоме­ рах при определении взаимнокорреляцнонной функции входного процесса и опорного колебания чаще всего ис­ пользуется полярный метод с предварительным центри­ рованием [4]. В обоих случаях применяется бинарное квантование. Малоразрядное преобразование в обоих

272

случаях значительно упрощает техническую реализацию устройства, а потерн во времени наблюдения, оценивае­ мые по относительной эффективности (3.37), не превы­ шают 3-4-6 дБ.

Однако оба класса частотомеров имеют один недоста­ ток, который в зависимости от области применения су­ ществен в большей или меньшей степени. Если анализи­ руемый спектр является достаточно гладким и содержит не более одной ярко выраженной дискретной компонен­ ты, то кроме упомянутых потерь во времени наблюдения никаких дополнительных эффектов не возникает. Если же в спектре имеются по крайней мере две дискретные ком­ поненты, причем одна из них значительно слабее другой, то происходит подавление слабой компоненты и появ­ ляются ложные спектральные составляющие {88, 89]. По­ добные системы являются квазилинейными при любом числе дискретных компонент, если все они примерно оди­ наковы по мощности и для каждой из них выполняется соотношение q<0,7 [86].

•В автокорреляционных анализаторах спектра вначале вычисляется коэффициент корреляции R(x) анализируе­ мого процесса и(1). Технически наиболее просто реали­ зуется полярный метод [4], при котором центрированный процесс u(t) дискретизируется по времени и бинарно квантуется по нулевому уровню. Для нормального слу­ чайного процесса u(t) вероятность совпадения его зна­ ков, т. е. появления комбинаций 11 или 00, равна [46]

со оо

р (т) = j * | ш)2 (и,, u„) du^du^ -\-

0 о

оо

Вероятность совпадения знаков одной полярности равна (1.100)

/><и)(т) =РФО)(Г) = (1/2я) arccos[—і?(т)].

В соответствии с этими соотношениями легко получить

торы совпадения полярностей хорошо известны и описа­ ны в литературе [4, 39].

Энергетический спектр анализируемого процесса определяется далее с помощью алгоритма быстрого пре­ образования Фурье [122] в универсальной или специали­ зированной ЭЦВМ . При этом одновременно осуществля­ ется коррекция (уменьшение боковых лепестков) путем введения весовой функции [39, 122], правда за счет неко­ торого снижения разрешающей способности. Наряду с полярным методом вычисления коэффициента корреля­ ции находят применение и другие методы: множитель­ ный, релейный, вычисление через условное среднее И Т . д . [4].

Перейдем теперь к фильтровым частотомерам. При­ мером подобного устройства является фазовый корреля­

ся экономичной при ее технической реализации. С целью упрощения весовые коэффициенты принимаются равными

использовать параллельные счетчики, 'принципы построе­ ния которых описаны в книге [93]. И, наконец, число раз­ рядов регистра сдвига может быть взято / = 7- m l n /7'A , а не п^>1. Здесь f m i n = l/Timn— минимальная частота в спектре анализируемого процесса, 7д<;1/2/тах, /шах — максималь­ ная частота анализируемого спектра, n = Tu/TR, Тн — вре­ мя наблюдения (накопления). Иными словами, входной процесс разбивается на п/l участков, каждый из которых обрабатывается в двух регистрах сдвига (двух квадра­ турных каналах) и параллельных счетчиках. Дальней­ шая обработка (накопление) в пределах интервала Тв зависит от метода сканирования антенного луча РЛС . При сканировании с постоянной скоростью накопление проще всего осуществляется с помощью оператора экспо­ ненциального сглаживания, который может быть выпол­ нен на основе накапливающего сумматора (3.73). В РЛ С с электронным сканированием, когда антенный луч фик­ сируется в заданном направлении в течение времени Г ш накопление производится в цифровом интеграторе (на­ капливающий сумматор). Число параллельных счетчиков,

274

Возможность дальнейшего упрощения гребенки поло­ совых фильтров, соответствующих рис. 2.33, зависит от опыта и изобретательности разработчиков аппаратуры. Отметим, что квантование фазы на четыре уровня проще

рования и двухстороннего амплитудного ограничения по­ ступает на первые входы схем Иі, И2 , а на вторые их входы подаются сдвинутые на 1/4 периода следования

Рис. 3.23. Квантование фазы на четыре уровня.

импульсов дискретизации Г д последовательности импуль­ сов их и ы2- С выходов г/і и у2 снимается двоичный код фазы колебания у {t) относительно опорной частоты /= = l/TR. Соответствие между фазой и двоичным кодом та­ ково:

Эпюры напряжений, поясняющие работу схемы, изо­ бражены на рис. 3.23,6.

3.5.2. Цифровой частотный дискриминатор. Построен­

топ Won(0 подается -на фазовые детекторы двух квадра­ турных каналов. Выходное напряжение фазового детек­ тора каждого квадратурного канала подается на счетные входы триггеров. Выходные напряжения триггеров и фор­ мирователей коротких импульсов, соответствующих по­ ложительным перепадам потенциала, поступают и а логи­

> ( 0 о п ( ' 0 . то на вход реверсивного счетчика по суммирую­ щему входу будут поступать счетные импульсы, если же со (0<со 0 ц (0. т о счетные импульсы будут поступать по

1 I 1 - І

Рис. 3.24. Цифровой частотный дискриминатор.

276

вычитающему входу. Двоичный код разностной частоты снимается с выходов разрядов счетчика. Реверсивный счегчик выполняет функции интегратора. Данный частот­ ный дискриминатор является астатической системой, так как выходной код пропорционален f [w(t)—a)on(t)]dt.

пропорционален разностной частоте, усредненной за вре­ мя, определяемое параметром сглаживания а (3.73).

3.5.3. Цифровой фазовый дискриминатор. Временные интервалы между моментами пересечения нулевого уров­

схема ДФ и эпюры напряжений, 'поясняющие его рабо­

ветствующие моментам времени, когда колебание часто­

«нулей», может быть использован, например, триггер Шмитта. Импульсы с выхода формирователя Fi подают­ ся на вход счетчика с малым временем переходного про­ цесса, работающего в циклическом режиме счета. На­ пряжение частоты a(t) подается на вход детектора «ну­ лей» (Дет. «Ог»), выход которого соединен со входом формирователя F2. Назначение и работа Дет. «Ог» и F% аналогичны рассмотренным выше.

На вход схемы И подаются импульсы F2, а также за­ держанные на время Хсч переходного процесса (установ­ ления кода) в счетчике импульсы Fi. Таким образом, импульс считывания фазы г|з,- в двоичном коде поступает с выхода схемы И только после окончания переходного

277

процесса в счетчике. Несинхронность «нулей» опорной

снимается за каждый период частоты a>(t) с выхода ре­

Рис. 3.25. Цифровой фазовый дискриминатор.

278

полезного сигнала и помехи, поэтому часто выполняют усреднение на интервале времени Тн , на котором ty(0 = = const. Однако непосредственное усреднение может при­ вести к грубой ошибке [124], так как фаза смеси сигнала и помехи представляет собой циклическую случайную ве­ личину, определенную на интервале (0—360°). В самом деле, пусть, например, отсчеты фазы группируются отно­

тогда как истинное значение средней фазы в данном слу­ чае равно i|}o=0° (360°). По этой причине такое усредне­

быстродействия счетчика, регистра совпадений, а также

широкого класса измерителей параметров связан с реше­ нием уравнения максимального правдоподобия (3.2). Для марковской аппроксимации последовательности дис­ кретных переменных {и} на выходе квантизатора сущест-

279