книги из ГПНТБ / Лихарев В.А. Цифровые методы и устройства в радиолокации

цни правдоподобия или в соответствии с (3.9) условный коэффициент правдоподобия. Для простоты изложения будем считать, что связность цепи Маркова v = l . Обоб­ щения на случай \>>1 не представляет затруднений. Не­ обходимость рассмотрения статистически связанных от­ счетов выборочных переменных обсуждалась в п. 2.6.3.

В качестве оценки Я скалярного параметра Я выбирается

(рис. 3.20) является универсальной для оценки параме­

—>

чину \nA(u\Xj), /=-1, М, в каждом канале. В качестве оценок параметров решающим устройством должны вы-

261

Л=<*>

Wc,(0)M

-ігЧҐ1 -1

РИС: 3.20. Структурная схема измерителя ( 3 . 7 0 ) .

даваться номера каналов %, у, р, ... , в которых произош­ ло превышение порога обнаружения. Одноканальный неследящий измеритель времени запаздывания имеет при v = l вид, соответствующий рис. 3.17 (с учетом штрихо­ вых линий).

Если последовательность отсчетов и(1г) на выходе квантизатора образует однородную односвязную цепь Маркова, то в соответствии с (2.205) в многоканальном измерителе должны формироваться статистики

-> ->

сят от k, поскольку процесс u(t) на входе квантизатора стационарный.

2 6 2

большом объеме выборки. Схема содержит М накопите­ лей _27з, каждый из которых может быть выполнен в двух видах. Для РЛС с электронным сканированием антенны и последовательным анализом Вальда накопи­ тель £ есть просто дискретный интегратор, т. е. замкну-

•Рис. 3.21. Структурная схема алгоритма (3.72).

гая система, состоящая из сумматора и элемента за­ держки накопленной информации на один такт:

менная. Подобный накопитель можно выполнять на осно­

где а = 2 / ( л + 1 ) .

За основу построения такого накопителя можно так­ же взять накапливающий сумматор. Решающее устрой­ ство (РУ) так же, как и в схеме рис. 3.20, может быть выполнено в двух видах.

263

При увеличении связности цепи Маркова боле І і воз­ растает число входов в блоки W B ? / - Разрядность регист­ ра адреса постоянного запоминающего устройства, храня­

ременных на выходе квантизатора. Объем оборудования схемы рис. 3.21 примерно в п раз меньше, чем у схемы рис. 3.20.

Рассмотрим теперь построение оптимальных цифро­ вых дискриминаторов. В соответствии с уравнением оптимального дискриминатора (3.8), формулой (3.9) и алгоритмом (2.204) имеем выражение для оценки

При обработке сигналов с неизвестным временем при­ хода и усреднении по k на интервале постоянства пара­ метра X, суммы в числителе и знаменателе (3.74) следует заменить на операторы сглаживания: скользящего сред­ него (движущееся окно) или экспоненциального сглажи­ вания (3.73). Последний оператор предпочтительнее, так как он значительно проще в реализации, а характери­ стики накопления для обоих операторов практически одинаковы. Еще одно упрощение возможно, если неизме-

54

ческий параметр — амплитуда — нормируется с помощью схемы АРУ или логарифмического УПЧ. Тогда, как ука­ зывалось в п. 3.2.1, знаменатель в (3.74), т. е.

д21п Р(и\Х)/дХ2=В0, может быть вычислен заранее и введен .в оптимальный дискриминатор. Теперь уравнение дискриминатора принимает вид

Выражение для сигнала рассогласования є{k) на /г-м шаге соответствует рекурсивному алгоритму оператора экспоненциального сглаживания (3.73).

На основ? уравнения (3.76) в принципе можно постро­ ить цифровой следящий измеритель, формируя оценку из­ меряемого параметра X{k) с помощью сглаживающих це­ пей. Однако при этом возникает серьезноэ затруднение, связанное с" большой разрядностью ПЗУ, хранящего веса

Va? [u(k— 1), u(k)\. Дело в том, что последовательность дискретных переменных u(k) на выходе квантизатора, принимающих значения х , а = 1 , г, образует неоднородную

мическом диапазоне. Легко убедиться, что сложность та­ кого дискриминитора соответствует сложности многока­

265

состоитиз трех компонент: истинное значение параметра

При малых отклонениях ДЯ процесс v(t) можно считать стационарным, а получаемую при квантовании цепь Маркова — однородной.

Вычислим теперь весовую функцию (3.75), (3.77). Пе­ реходя к дискретному времени, с учетом (1.90а) получаем

266

поскольку отклонение ЛА по предположению мало, а про­ изводная д(АХ)/дХ=с-~ Л из-за инерционности цепей сглаживания.

Обозначив

Ра$ У* (й-

1

(3.85)

Ра$ (Уа\У$)

с учетом (3.83) и (3.84) получим выражение для весовой

Рис. 3.22. Структурная схема цифрового следящего измерителя.

ношению к статистическим свойствам помехи n(t), кото­ рая должна быть центрирована. В состав цифрового следящего измерителя, построенного в соответствии с из­ ложенными принципами, входят: I) квантизатор, 2) ком­ бинационная часть ( П З У ) , формирующая весовые коэф­ фициенты Wu W2, 3) арифметические блоки, 4) усред­ няющее устройство дискриминатора (3.73), 5) цифровые

267

сглаживающие цепи (СЦ) и 6) генератор опорного •на­ пряжения ('ГОН).

Комбинационная часть 2, формирующая веса Wu W2, выполняет функции ослабления мешающего действия по­ мехи. Сглаживающие цепи (СЦ) представляют собой цифровой фильтр (см. § 4.5, 4.6), формирующий как сглаженную оценку параметра в текущий момет време­

и составляют, собственно, дискриминатор, который явля­ ется универсальным и пригоден практически для выделе­ ния различных параметров радиолокационных сигналов на фоне помех. Конкретные величины весовых коэф­ фициентов WyW2 должны быть рассчитаны заранее и храниться в памяти ПЗУ. Иными словами, данная структура является параметрической. 'Возможность запи­ си .в ПЗУ любой информации и делает ее структурноинвариантной по отношению к помехе с любым законом распределения в рамках выбранной дискретной аппрок­ симации, необходимо только, чтобы помеха была центри­ рована. Не представляет труда модициф.ировать схему при связности цепи Маркова v > l .

Генератор опорного напряжения (ГОН) формирует опорный сигнал как функцию экстраполированного зна­ чения параметра А*(&), а также и производную этого сигнала по параметру К, т. е. dS/d%. Наиболее громозд­ кими блоками являются сглаживающие цепи и арифме­ тические блоки. Благодаря центрированию и нормировке

= 1, г, г—У-СО оптимальные алгоритмы, синтезированные обоими методами, совпадают. Однако техническая реали­ зация подобного цифрового измерителя затруднительна.

В качестве примера оценки эффективности цифрового измерителя рассчитаем потенциальную точность измере­ ния углового положения цели при бинарном квантова-

268

нии, когда последовательность бинарных случайных ве­

логарифм функции правдоподобия для односвязной не­

269