книги из ГПНТБ / Лихарев В.А. Цифровые методы и устройства в радиолокации

Передаточные функции, флуктуационные и динамичен ские ошибки фильтров с эффективной конечной памятью, рассмотренных в § 4.6, приведены в приложении 2. Во­ просы анализа цифровых фильтров рассмотрены в п. 4.2.3.

3.3.Ц И Ф Р О В Ы Е Э К В И В А Л Е Н Т Ы

АН А Л О Г О В Ы Х И З М Е Р И Т Е Л Е Й

3.3.1.Введение. Синтез цифрового эквивалента ана­

логового измерителя состоит в следующем. Для непре-

—V —У

рывной плотности wn(u\X) синтезируется решающая

функция у (и). Она может соответствовать либо решению уравнений максимума правдоподобия (3.1), (3.2), либо уравнению оптимального дискриминатора (3.7), (3.8), либо оператору формирования апостериорной плотности

измеряемых параметров % на данном шаге п с учетом всей предшествующей информации [104]

-*•

По аналоговому прототипу у (и) синтезируется циф­ ровой эквивалент, т. е. производится замена

- V

Т(ы)=>Т(«).

В устройствах обработки радиолокационной информа­ ции преимущественное применение находят измерители двух типов. В Р Л С обзора используются многоканаль­ ные неследящие измерители. Многоканальная структура обусловлена необходимостью измерения координат боль­ шого числа целей. В Р Л С слежения используются одноканальные следящие измерители.

240

Чаще всего многоканальный измеритель является устройством совместного обнаружения — измерения и строится в соответствии с уравнениями (3.9). Многока­ нальная система может быть построена различными спо­ собами (см. п. 2.2.3). При параллельном анализе всей

области Ф определения параметров X, разбитой на М каналов, возможно использование М измерителей или сочетание одного измерителя и адресного или ассоциа­ тивного запоминающего устройства. При последователь­ ном анализе области Ф используется один измеритель. Часто применяются комбинированные последовательнопараллельные измерители [98]. В дальнейшем мы будем рассматривать преимущественно один канал многока­ нального неследящего измерителя. Для следящих изме­ рителей мы ограничимся рассмотрением цифровых ди­ скриминаторов, поскольку цифровые сглаживающие це­ пи могут быть построены по оптимальным линейным фильтрам в соответствии с (3.43), а вопросы синтеза по : следних рассмотрены в § 4.5, 4.6.

Как отмечалось в п. 2.3.1, метод синтеза цифрового алгоритма по аналоговому прототипу имеет ряд недо­ статков. Тем не менее в двух случаях такие цифровые эквиваленты находят преимущественное применение: вопервых, когда производится обработка некогерентных сигналов; во-вторых, когда по условиям задачи требуется многоразрядное преобразование: при большом динамиче­ ском диапазоне входных процессов и значительной кор­ реляции между отсчетами процессов.

3.3.2. Цифровые многоканальные неследящие дально­ меры и дискриминаторы следящих дальномеров. Анало­ говыми прототипами цифрового многоканального даль­ номера в импульсной РЛ С обзора являются индикатор кругового обзора (ИКО) [63] и рециркулятор [50]. Прин­ ципы организации многоканальной структуры цифровых дальномеров рассмотрены в [98]. В каждом канале даль­ номера производится обнаружение бинарно-квантован­ ных сигналов. Обнаружитель каждого канала может быть любым: детектор движущегося окна, весовой би­ нарный, программный, накопитель позиций, либо весо­ вой вариант последовательной процедуры.

Остановимся на вопросе точности измерения дально­ сти такими дальномерами. Дальность цели определяется по номеру канала, в котором произошло обнаружение цели (выполнен критерий обнаружения). С учетом того,

что распределение Истинной дальности цели относительно импульсов дальности равновероятно, среднеквадратнческая ошибка оценки времени запаздывания равна

q2 и будем уменьшать интервал дискретности по дально­ сти Гд. Тогда при Г д < т ц вследствие флуктуации времени запаздывания некоторые импульсы пачки будут попадать в смежные дальномерные каналы, что приведет к сниже­ нию вероятности правильного обнаружения цели. До тех пор пока можно пренебречь вероятностями ложных об­ наружений в смежных каналах, точность измерения вре­ мени запаздывания будет соответствовать (3.44). Нали­ чие ложных обнаружений данной цели в смежных кана­ лах увеличивает ошибку измерения времени запаздыва­ ния. Как правило, в подобных системах не предъявляет­ ся высоких требований к точности дальнометрии, по­

Перейдем теперь к вопросу построения цифровых ди­ скриминаторов следящих дальномеров. Уравнение опти­ мального дискриминатора имеет вид (3.8). На практике

242

где uon(t)—опорное напряжение, согласованное по фор­ ме с излучаемым сигналом. Структурная схема дискри­ минатора, соответствующего уравнениям (3.46). (3.47), хорошо известна, она приведена на рис. 3.7. Функцию умножителей выполняют стробируемые усилители (СУ).

При построении цифрового эквивалента аналогового дискриминатора рис. 3.7 необходимо учитывать следую­ щее. Сигнальный вход дискриминатора нецелесообразно делать цифровым, так как это потребует высокоточного

СУ

" L

V, (t-T-1)

Рис. 3.7. Структурная схема дискриминатора задержки.

вым, что потребует включения цифро-аналогового преоб­ разователя «код — временной интервал» в цепь обратной связи. Перемножители и интеграторы в этом случае вы­

ем временных интервалов импульсами масштабной ча­ стоты. Период Тл=Хц/п, где м ^ 8 . Функции интеграторов и вычитающего устройства выполняет реверсивный счет­

торе следует уменьшать период следования масштабных импульсов 7"д, но это требует увеличения быстродействия реверсивного счетчика. Ширина дискриминационной ха­ рактеристики равна 2тц .

Рис. 3.8. Структурная схема цифрового аналога дискриминатора задержки.

сформирован код, запоминаемый в регистре. В частно­ сти, при отсутствии рассогласования в регистре будет код (1, 1, . .. ., 1, 1). Код рассогласования, записанный в ре­ гистре, с помощью преобразователя преобразуется в двоичный код. В отличие от схемы рис. 3.8 здесь не тре­ буется быстродействующий реверсивный счетчик. Шири­ на дискриминационной характеристики равна ти -

3.3.3. Цифровые многоканальные неследящие частото­ меры и дискриминаторы следящих частотомеров. В им- пульсно-допплеровских Р Л С и непрерывных Р Л С для измерения допплеровской частоты используются набо­ ры (гребенки) полосовых фильтров [63], перекрывающих диапазон допплеровских частот /вшах—fomin- Число филь­

тров M=(fDmax—fuminJ/Aif, где Af — полоса пропускания

244

фильтра. Обычно М составляет несколько сотен. Чаще всего применяются электромеханические фильтры, осно­ ванные на магнитострикционном эффекте .[115]. Построе­ ние цифрового эквивалента подобной гребенки в принци­ пе возможно на основе использования как рекурсивных, так и нерекурсивных цифровых фильтров. Разрядность

Рис. 3.9. Структурная схема цифрового дискриминатора задержки.

аналого-цифрового преобразования должна быть не ме­ нее 8—12 разрядов.

Пусть каждый фильтр соответствует элементарному звену второго порядка последовательной канонической формы с передаточной функцией /^ - (z - 1 ) (4.21) рис. 4.4,6. Техническая реализация такого фильтра требует наличия

-j(k) і elf)

v,(k)

Рис. ЗЛО. Цифровой дискриминатор системы частотной автопод­ стройки.

четырех умножителей, двух регистров сдвига и двух трехвходовых сумматоров. Д а ж е при выполнении опера­ ций в последовательном коде объем оборудования зна­ чителен. Цифровые гребенки фильтров могут быть кон-

245

курентно-способными по отношению к современным ана­ логовым устройствам только при использовании больших интегральных схем.

Рассмотрим принципы построения цифрового дискри­ минатора системы частотной автоподстройки [116]. Его структурная схема приведена на рис. 3.10. Оба входа дискриминатора — сигнальный и опорного напряжения— цифровые. Дискриминатор содержит два перестраивае­ мых фильтра с передаточными функциями Ki(z) и /Сг(Х),

Рис. 3.11. Полюсы и нули частотного дискриминатора (а) и дискри­ минационная характеристика цифрового частотного дискримина­ тора (б) .

нулей на 2-плоскости изображено на рис. 3.11,а. Четыре нуля расположены так, чтобы сделать фильтр с большей

246

дискриминационной характеристики и вычисляются за­ ранее. Центральную частоту дискриминационной харак­

Каждый четырехполюсный фильтр реализуется в виде последовательного соединения двух двухполюсных филь­ тров. Полная схема цифровой системы частотной авто­ подстройки содержит кроме дискриминатора входной аналого-цифровой преобразователь, цифровые сглажи­ вающие цепи и вычислитель, управляющий центральной частотой дискриминатор а.

З.ЗЛ. Цифровой фазовый дискриминатор. В аналого­ вых измерителях функции фазового дискриминатора обычно выполняет фазовый детектор. Для построения цифрового эквивалентна фазового детектора имеется, по крайней мере, две возможности. Во-первых, можно проквантовать выходное напряжение аналогового фазового детектора. Подобная схема используется в цифровых измерителях, когда частоты входного колебания и опор­ ного напряжения достаточно высоки. В этом случае ис­ пользуются цифровые сглаживающие цепи и в цепи об­

цифровой аналог фазового дискриминатора, преобразо­

247

-где Овх, £>оп— амплитуды входного и опорного напряже­ ний; (рвх, фоп — фазы входного и опорного напряжений. Соответственно дискриминационная характеристика циф­ рового фазового дискриминатора

Структурная схема, соответствующая уравнению (3.49), приведена на рис. 3.12. В качестве усредняющего устрой­ ства 2 удобно использовать простой в реализации опера­ тор экспоненциального сглаживания. Подобные дискри­ минаторы могут использоваться на не очень высоких частотах входного и опорного напряжений. Ограничения

X

Рис. 3.12. Структурная схема цифрового фазового дискриминатора.

ры. В импульсных РЛС обзора измерение азимута про­ изводится цифровыми устройствами первичной обработ­ ки. Вся проблема углометрии может быть разделена на ряд задач: а) синтез алгоритма углометрии и определе­

В плане синтеза данная задача соответствует оценке параметра, постоянного на интервале наблюдения и она тесно связана с задачами обнаружения некогерентных сигналов (см. § 2.3). Статистические характеристики шу­ мов и эхо-сигналов приведены в п. 2.3.2.

В соответствии с (3.9) вместо максимизации по из­ меряемому параметру функции правдоподобия или ее информационного эквивалента можно максимизировать коэффициент правдоподобия или его информационный эквивалент. Поэтому для определения алгоритма опти­ мальной углометрии воспользуемся соотношением (2.58). С учетом (3.9) имеем

248

За оценку принимается значение к, обеспечивающее max Ук($). В этом случае принимается р=&.

Фиксация момента времени, когда сумма (3.50) до­ стигает максимума максиморума, неудобна, поскольку

Считывание

Рис. 3.13. Преобразователь угла поворота в код.

неизвестна его величина. Удобнее определять момент прохождения через нуль выражения

флуктуирующих сигналов) при малом отношении сиг­ нал/шум состоит в весовом скользящем суммировании выходных напряжений квадратичного детектора и опре­ делении момента времени, соответствующего максимуму суммы (3.50), либо в фиксации момента прохождения взвешенной суммой через нулевой уровень. Импульс от­ счета азимута подается в схему преобразователя угла поворота в цифровой код — рис. 3.13. Данный преобразо­ ватель основан на методе считывания И' работает сле­ дующим образом. На оси вращения антенны закреплен диск (кодовая маска), на котором фотоспособом нанесе­ на двоичная кодовая комбинация прозрачных и непро­ зрачных участков. Каждому дискретному углу поворота

?49