книги из ГПНТБ / Лихарев В.А. Цифровые методы и устройства в радиолокации

возможна при использовании одной-трех линий за­ держки.

Рассмотрим вопросы построения цифрового эквива­ лента самонастраивающей схемы компенсации '(рис. 2.19,6). С целью упрощения приводимых соотношений и

d(t)

Л

u.(t-nT„)

«ft-rn)

X

us(t)

ny

a)

aft)

X

E +

Рис. 2.19. Схема аналоговой компенсации пассивных помех с корре­ ляционными обратными связями (а) и схема однократной компен­ сации пассивных помех (6").

функциональной схемы ограничимся рассмотрением однократной схемы компенсации, на основе -которой лег­

132 •

ляющие комплексной амплитуды. Определим комплекс­

Таким образом, оптимальное значение комплексного весового множителя равно комплексному коэффициенту междупериодной корреляции помехи. Если последний не­ известен, то можно использовать вместо R&. его оценку

РІЗ,- Тем самым мы приходим к самонастраивающейся системе совместного обнаружения — измерения. Однако на практике целесообразнее система самонастройки с об- *• ратной связью 1[43], изображенная на рис. 2.19,а. Дело

В ТОМ, ЧТО Определение КОЭффиЦИеНТОВ КОрреЛЯЦИИ Ri2 для нецентрированных и ненормированных случайных процессов, к числу которых относится и пассивная про­ тяженная помеха, связано со значительным усложнением системы.

133

Комплексный весовой множитель с учетом рис. 2.19,6 и соотношения (2.111) равен

1 + A01 и21

С учетом последнего соотношения уравнение (2.111) при kQ^> 1 .принимает вид

Для цифровой реализации алгоритма (2.111) необхо­ димо от комплексных амплитуд перейти к их квадратур­ ным составляющим. С этой целью .напряжение «'(•/) по­ дается на входы двух фазовых детекторов, опорные на­ пряжения которых имеют частоту соо и сдвинуты на 90°. После аналого-цифрового преобразования в /п-разряд- ный код вьґборки и'и, и"и, /г=1, 2, . . . подаются в каждом квадратурном канале на цифровую линию задержки — m-канальный регистр сдвига с числом разрядов, равным

и запишем выражение для комплексного весового коэффи­ циента

Схема, представленная на рис. 2.20, интерпретирует соотношения (2.113) и (2.114). Вводимые в усредняющие

устройства У| и V начальные значения /г'„ и /г"

134

соответствуют априорным сведениям о величине Rv (Гц).

Следует отметить, что основную трудность при тех­ нической реализации самонастраивающейся схемы ком­ пенсации на цифровых элементах представляет наличие восьми умножителей двоичных чисел, представленных в параллельном коде с числом-разрядов т = 8 - И 0 . Повидимому, в данной схеме умножение наиболее целесооб-

COS Ф П

sinxjj

Рис. 2.20. Цифровой эквивалент схемы однократной компенсации пассивных помех с корреляционными обратными связями.

разно выполнять либо методом эквивалентного алгорит­ ма с использованием ПЗУ [72], либо используя быстро­ действующий умножитель на полных двоичных сумматорах с входной логикой [73].

Построение самонастраивающейся схемы многократ­ ной череспериодной компенсации на цифровых элемен­ тах целесообразно выполнить в виде ^"-кратной системы (каскадное включение схем однократной компенсации).

135

При этом вместо m-канального регистра сдвига с М раз­ рядами возможно использование ОЗУ с числом ячеек М, временем цикла т ц < Г д и разрядностью каждой ячейки т. Первый каскад системы может быть как аналоговым, так и цифровым. Декорреляцмя помехи и устранение постоянной составляющей из спектра анализируемого процесса в первом каскаде позволяют значительно сни­ зить число разрядов цифровых кодов-' в последующих каскадах и тем самым упростить регистры сдвига, блоки умножения, сложения и усреднения. Каждый последую­ щий каскад может работать при еще меньшем числе разрядов. Потери за счет такого грубого квантования будут незначительными, поскольку помеха будет цен­ трирована и иметь малый коэффициент корреляции.

Самонастраивающаяся схема многократной-компенса­ ции, построенная на основе схемы, приведенной на рис. 2.19,а, имеет два существенных недостатка. Во-пер­ вых, невозможно последовательное снижение разрядно­ сти арифметических узлов. Во-вторых, усложнено мас­ штабирование при выполнении арифметических опера­ ций, поскольку многие из весовых коэффициентов будут значительно больше 1 (при і ? р ( 7 , п ) ~ 1 последователь­ ность весовых коэффициентов является последовательно­ стью знакопеременных биномиальных коэффициентов). Это обстоятельство может привести -к увеличению раз­ рядности АЦП и арифметических узлов.

Схема, представленная на рис.г 2.20, может быть не­ сколько упрощена, если использовать релейный метод вы­ числения коэффициента корреляции [4] вместо метода умножения. В этом случае определение входящих в (2.114)

средних. и'уи'2, и"уи'„, u"su"2 u'zu"2 заменяется соответст­

мается с выходов сумматоров ..£', и 2 " , , Усреднение удобно осуществлять в устройстве, реализующем опера­ тор экспоненциального сглаживания [4]. Знаковая инфор­ мация используется для передачи в усредняющие устрой­ ства V і и V ] рис. 2.20 прямых (при sign u ' s = 1, s i g ' n w " s =

=1) и обратных (при signu';. = — 1, signu"j. = — 1) ко­

дов и'2 и и"% соответственно. Таким образом, отпадает

136

Необходимость в умножителях Х3, Х/„ Х5 и Ха. Платой за упрощение является требование увеличения объема вы­ борки в п/2 раз для сохранения заданной точности опре­ деления коэффициента корреляции.

2.4.4. Цифровой обнаружитель флуктуирующих коге­ рентных сигналов. Получим вначале алгоритм оптималь­ ного обнаружения пачки когерентных флуктуирующих сигналов в смеси с коррелированной '(пассивной) поме­ хой. При этом ограничим свое рассмотрение оптимальной междупериодной обработкой, считая, что в радиоло­ кационном приемнике осуществляется оптимальная внутрипериодная обработка принятого сигнала в смеси с по­ мехой. Будем считать известными допплеровские смеще­ ния частот полезного сигнала и помехи, а также и кор­ реляционные функции сигнала и помехи. С учетом рас­ пределений смеси сигнала с помехой и помехи, имеющих вид '(2.91), имеем выражение для логарифма коэффици­ ента правдоподобия

Аналогичными свойствами обладают соответствующие элементы обратных матриц и их суммы [74]. Тогда ква­ дратичная форма запишется в виде

137

ществляющий когерентную фильтрацию, является четырехканальным. В каждом канале производится обработ­ ка типа (2.118). Такой канал должен содержать линию

смещения частоты сигнала и помехи и их корреляцион­ ных свойств. Оптимальный приемник содержит два ко­ герентных детектора, две линии задержки с отводами, квадраторы, умножители и сумматоры. При выполнении

смещениями частот сигнала и 'помехи и неизвестными корреляционными свойствами помехи. На практике ис-

138

пользуется приемник, соответствующей сильно коррели­ рованной помехе, оптимальной скорости цели (2.108) и

к многократному ЧПВ (2.110), если спектр помехи соот­ ветствует (2.98); если же помеха некоррелирована, то следует производить когерентное накопление в двух ква­ дратурных каналах с учетом радиальной скорости цели, которая должна быть известна.

2.4.5. Анализ эффективности цифровых обнаружите­ лей флуктуирующих когерентных сигналов. Целью про­ водимого анализа является определение потерь в поро­ говом сигнале за счет конечности числа уровней кванто­ вания. Вначале будут рассмотрены идеальные аналоговые системы череспериодного вычитания (2.110)' при /С=1, 2 и получены выражения для расчета характери­ стик обнаружения. Затем, перейдя к цифровому эквива­ ленту (2.110) с конечным числом уровней квантования, оценим соответствующие потери.

Для построения характеристик обнаружения необхо­ димо найти плотности вероятностей для остатков сигнала с помехой и помехи на входе порогового устройства. По­ скольку" анализируемая система до квадраторов линейна,

щих u'h-i—и\, u"h-i—и"п, тогда элементы корреляцион­ ных матриц определятся в соответствии с выражениями

139