книги из ГПНТБ / Лихарев В.А. Цифровые методы и устройства в радиолокации

погрешности разложения в ряд Эджворта отдельно вы­ числялся последний учитываемый в данной задаче член разложения

•В табл. 2.2 приведена относительная погрешность 6 = =R/F разложения в ряд при я = 20, 50. Кроме того, оцен­ ка погрешности разложения в ряд производилась 'путем

Поэтому в дальнейших рассмотрениях эта зависимость будет получена методом Монте-Карло по методике, опи­ санной в п. 6 приложения 1.

На рис. 2.16 приведены характеристики обнаружения весового и равновесного накопителей при бинарном кван­ товании и идеальной аналоговой обработке. Нефлуктуирующей цели соответствуют кривые /, шумоподобным

121

суммированием по сравнению с обнаружителем (2.57). При этом было взято л=-50, F = 10- 6 , /Э = 0,5. Потеря в обоих случаях не превышают 1 дБ.

2.4.Ц И Ф Р О В Ы Е Э К В И В А Л Е Н Т Ы

КО Г Е Р Е Н Т Н Ы Х О Б Н А Р У Ж И Т Е Л Е Й

2.4.1.Статистические свойства пассивных помех и эхосигналов. Процесс на выходе линейной части радиолока­ ционного лриемника описывается квазигармоническом функцией (В . 1); он может быть представлен совокуп­

сэкспоненциальной плотностью вероятности. В этом

случае для пачки из п импульсов 2п-мерная плрт122

ность вероятности является .нормальной и имеет вид

2/г-мерный вектор-столбец с компонентами и'А и и"л, соот­ ветствующими А (і) и C(i/) для Л-го импульса; Мгий — корреляционная матрица порядка (2пХ2/г) с элементами

/ — единичная (2/гХ2/г) матрица. Конкретный вид ма­ трицы M2ns определяется энергетическим спектром сиг­ нала и величиной допплеровского смещения средней ча­ стоты зондирующего сигнала. Можно показать (57], что элементы матрицы определяются из соотношений

rS (2Й - 1, 21—I) = r s (2k,2l)= C 0 S t^OS ~~ ^ X

123

спектр сигнала, симметричный относительно промежуточ­ ной частоты fo-

Часто на практике ширина энергетического спектра эхо-сигналов составляет единицы герц. Поэтому за вре­ мя облучения цели пачка эхо-сигналов практически по­

Пассивная і(коррелированная) помеха представляет собой суперпозицию большого числа независимых сла­ гаемых, т. е. является случайным гауссовым процессом. В теоретических исследованиях обычно предполагают, что она стационарна ![42]. Многомерная плотность вероятно-

—>

сти помехи W2n(zP), а также элементы корреляционной матрицы описываются соотношениями, аналогичными

В дальнейшем под помехой будем понимать сумму пас­ сивной помехи и собственных шумов приемника. Очевид­ но, что добавление шумов увеличивает мощность и сни­ жает междупериодный коэффициент корреляции, равный

^ . н - W , (2.966)

124

где о2 +стр2 — мощность смеси помехи и шума. Статисти­ ческие свойства реализаций смеси сигнала с помехой также описываются распределением типа (2.91) с матри­ цей MznSy

При аппроксимациях энергетических спектров сигна­ ла и помехи будем использовать принятые на практике

Соответствующие коэффициенты корреляции имеют вид:

125

2.4.2. Цифровые обнаружители нефлуктуирующих ко­ герентных сигналов. Синтез структуры оптимального или достаточного обнаружителя пачки когерентных эхо-сиг налов импульсной РЛС обзора на фоне пассивных помех осуществляется в соответствии с методикой .п. 2.2.1, ана­ лиз эффективности — п. 2.2.2, построение многоканальной

Структуры одноканальных достаточных приемников для таких задач известны [42, 43], и мы приведем их для рассмотрения возможностей и определения целесообраз­ ности построения соответствующих цифровых эквивален­ тов. При обнаружении полностью известного сигнала об­ разуется статистика

где u'j, u"j, / = 1 , /г, — последовательности выборочных значений на выходах фазовых детекторов двух квадра­ турных каналов:

п

— последовательности весовых коэффициентов, опреде­ ляемых как свойствами помехи (элементами гц матрицы М~'р ), так и радиальной составляющей скорости цели

(2.96а). Как следует из (2.103), достаточный приемник является двухканальным. В каждом из каналов осуще­ ствляется линейная обработка.

•Ближе к практике является обнаружение пачки коге­

126

где

пп

(2.106)

(2.107)

h , , h определяются из (2.104) при подстановке <р0 =0.

Достаточный приемник (2.106), (2.107), осуществляю­ щий фильтрацию, является четырехканальным.

Техническая реализация алгоритма (2.105) с учетом (2.106) и (2.107) сложна как в аналоговом, так и в циф­ ровом исполнении из-за многоканальности системы по дальности и радиальной скорости движения цели. Воз­ можен переход к многоканальной по частоте Допплера системе, когда каждый канал настроен на определенное значение неизвестной частоты. При этом в импульсной когерентной Р Л С обзора с детерминированным периодом повторения T^ — const структура оптимального приемника определяется в соответствии с (2.4), так как однознач­ ное измерение радиальной составляющей скорости цели невозможно. При псевдослучайной модуляции периода повторения 7 \ = 7 " O ± A 7 V ( C M . п. 2.2.3) Р Л С обладает раз­ решением как по дальности, так и по радиальной со­ ставляющей скорости и структура оптимального прием­ ника определяется из (2.6). Пример квазиоптимальной системы с разрешением по дальности и скорости рас­ смотрен в п. 2.2.3.

Вследствие сложности технической реализации алго­ ритм, определяемый соотношениями '(2.105) — (2.107), на практике конкретизируется на случай сильно коррелиро­ ванной помехи ( ^ р ( Г п ) ~ 1 ) , а радиальная составляющая скорости цели принимается равной оптимальной vr=

— Vrovt, т. е. допплеровский сдвиг фазы за период повто­ рения

При этом считается, что скорость помехи, если она дви­ жется, скомпенсирована системой компенсации скорости ветра, т. е.

127

сти, являющаяся фазовой (амплитудная информация устранена ограничителем), имеет и преимущества и не­ достатки перед системой без ограничителя.

Рассмотрим возможную техническую реализацию цифрового эквивалента алгоритма (2.110) на видеоча­ стоте (рис. 2.17), когда кратность вычитания К—п—1. Для системы без ограничителя выходное напряжение усилителя промежуточной частоты поступает на входы двух фазовых детекторов, опорные напряжения которых есть sin mt и cos ©о4 Видеонапряжения обоих фазовых детекторов подаются на входы преобразователей напря­ ж е н и е — код, принципы построения которых рассмотрены в монографии '[2]. В системе с ограничителем в качестве преобразователя может использоваться дискретный фазо­ метр совместно с блоками, вычисляющими sin ip и cos ip. Последние могут быть выполнены на основе постоянных запоминающих устройств. При бинарном квантовании фазы можно использовать преобразователь, аналогичный преобразователю, представленному на рис. 3.23,а.

Период следования импульсов временной дискрети­ зации 7д, подаваемых в преобразователь, равен длитель­

число разрядов в выходном коде аналого-цифрового пре­ образователя.

Квадратурные каналы построены одинаковым обра­ зом, поэтому рассмотрим лишь один. В ОЗУ хранится и постоянно обновляется информация, соответствующая всем М дальномерным каналам. Обновление информации в каждом канале (ячейке ОЗУ) сводится к ее сдвигу на одну из п позиций в сторону возрастания их номеров и записи нового /п-разрядного кода в освободившуюся первую позицию (режим «движущегося окна»). Обраще­ ние к ячейкам ОЗУ производится в порядке возрастания их естественных номеров, с первой по М-ю.

Для обработки информации каждого дальномерного ка­ нала используется одно и то же устройство, реализую-

«=о