книги из ГПНТБ / Лихарев В.А. Цифровые методы и устройства в радиолокации

всей области Ф определения параметра % с помощью одного приемника.

Примерами таких систем служат.

1.Измеритель времени запаздывания одиночного сиг­ нала (простого или модулированного), содержащий со­ гласованный с сигналом фильтр (СФ), амплитудный де­ тектор (АД), устройство определения максимума выход­ ного напряжения, пороговое устройство (ПУ) и индика­ тор X (рис. 2.4).

2.Измеритель углового положения цели, находящей­

углового положения цели, построенное на основе рециркулятора [50].

Отметим, что в импульсной Р Л С обзора обнаружение цели и измерение дальности и азимута производятся по

Рис. 2.4. Одноканальний измеритель параметра, имеющего смысл времени запаздывания.

зондирования и начала отсчета угла. Однако вследствие того, что отдельные импульсы в пачке разделены времен­ ным интервалом, большим времени запаздывания (Тп>Т), приходится строить многоканальную систему по дальности. При этом каждый даяьномерный канал обла­ дает соответствующей разрешающей способностью по азимуту.

Построение многоканальной системы с разрешением по параметру X возможно в двух вариантах.

1. Принимаемый сигнал является или может быть представлен в виде последовательности элементарных сигналов, для каждого из которых имеем разрешение АХ^Ша- В этом случае целесообразно использовать опе-

90

тельно подключаемый к ячейкам памяти. Так, в импульс­

держит п/п разрядов, где п — число импульсов в пачке; т— разрядность преобразования. Обнаружитель-измери­ тель последовательно подключается к каждой из М ячеек

Рис. 2.5. Многоканальный обнаружитель последовательного действия.

должна быть равна Мят бит, а время цикла т ц ^ 7 д , где Тд—Тц — период следования импульсов дискретизации. Возможно также использовать ассоциативное запоми­ нающее устройство (АЗУ) с ограниченным объемом па­ мяти [54] и таким же числом обнаружителей [61].

2. Принимаемый сигнал нельзя представить в виде последовательности элементарных сигналов, имеющих разрешающую способность AXSCZATiq. Разрешение такого сигнала iM, определяется всей его длительностью. В этом случае область определения Ф параметра X разбивается на М подынтервалов М = Ф/АК (каналов), в каждом из которых должен быть обнаружитель-измеритель, на­ строенный на соответствующее значение параметра. При­ мером такой системы является гребенка допплеровских фильтров (Ф) непрерывной или импульсно-допплеровской Р Л С (рис. '2.6). Измерение частоты сигнала производит­ ся по номеру канала, в котором сигнал с выхода детек­ тора огибающей (АД) превысил пороговый уровень.

Рассмотрим, наконец, многоканальную систему, соче­ тающую в себе рассмотренные принципы и имеющую разрешающую способность по дальности, угловому поло­ жению и скорости обнаруживаемых целей [52].

91

В когерентной импульсной Р Л С обзора используется псевдослучайная модуляция периода повторения зонди­ рующих импульсов (7, ;1 = Г 0 + Л Т ) Ъ где ATk распределены по известному закону). Это дает возможность одновремен­ ного однозначного измерения дальности и допплеровскои частоты целей. Напряжение с выхода фазового детекто­ ра когерентного приемника (рис. 2.7) после аналого-циф­ рового преобразования'(П) в виде двоичных кодов запи-

Рис, 2.7. Многоканальная система с разрешением по дальности, ско роста и угловым координатам.

92

сывается в ОЗУ. Последнее содержит М = Т„/хп ячеек па­ мяти, каждая из которых имеет nm двоичных разрядов. Запись информации ведется по столбцам дальности. Счи­ тывание производится по строкам после записи очередно­ го столбца. Параллельно с записью ведется считывание

После ЧПВ, устраняющего из спектра принятого сиг­ нала частоты, соответствующие неподвижным целям, производится преобразование числового кода в напряже­ ние П К Н и определение допплеровского смещения часто­ ты сигналов в каждом дальномерном канале с помощью одного набора допплеровских фильтров Фь Ф2 , . . ., Фі- Выходное напряжение каждого фильтра после детекти­ рования подается на вход порогового устройства. Быст­ рое считывание информации из ОЗУ позволяет последо­ вательно получать и фильтровать содержимое каждого дальномерного канала. Для устранения «слепых фаз» и определения знака радиальной скорости цели обработку необходимо производить в двух квадратурных каналах. При измерении углового положения цели обработка каждого дальномерного канала ведется одним устройст­ вом измерения (см. п. 3.3.5).

Вопросы синтеза структуры и анализа эффективности одного канала обнаружения рассматриваются ниже в данной главе. Измерители углового положения рас­ сматриваются в гл. 3, цифровые фильтры — в гл. 4.

2.3.Ц И Ф Р О В Ы Е Э К В И В А Л Е Н Т Ы

Н Е К О Г Е Р Е Н Т Н Ы Х О Б Н А Р У Ж И Т Е Л Е Й

2.3.1. Вводные замечания. В общей постановке задача синтеза цифрового эквивалента по аналоговому прото­ типу ставится так. Для непрерывных плотностей

Чаще всего у ( а ) = Л(ы) [см. (2.1)], или у(«)=/(и), т. е. соответствует информационному эквиваленту коэффи-

циента правдоподобия. По аналоговому прототипу у(и)

необходимо синтезировать его цифровой эквивалент j(u), т. е. произвести замену

Т(«) гф f(u).

93

Такая замена предполагает: а) редукцию выборочного про­

странства Uz^U, б) построение на редуцированном про-

-*

странстве решающей функции у (а), аппроксимирующей

Очевидно, что при 7д—»0, Дм — 0, /-, —* со Т(а)->-у(и), т. е. .при малых интервалах временной дискретизации и шаге квантования и большом числе уровней квантования обе функции эквивалентны по критерию минимума сред­ него риска. При конечных Г д , Аи и малом ri возникают ошибки: шумы квантования, шумы округления, погрешности при задании параметров функции у(и) (см. § 4.4). Для каждой решающей функции или ее эквивалентной замены необходим анализ всех этих ошибок с тем, чтобы в результате оптимального выбора параметров редукции

необозримой. Однако, несмотря на отмеченные трудно­ сти, синтез цифровых эквивалентов по аналоговым про­ тотипам все же находит практическое применение. Устойчивость цифровых эквивалентов и их удовлетво­ рительная эффективность покупаются ценой увеличения объема оборудования. Статистический синтез цифровых оонаружителей, свободных от указанных недостатков, рассматривается в § 2.6.

2.3.2. Статистические характеристики шумов и эхосигналов. Некогерентные .методы обнаружения сигналов на фоне шумов находят широкое применение в импульс­ ных Р Л С обзора і[3]. Рассмотрим вначале статистические характеристики шумов и эхо-сигналов на входе и выходе квантизатора. Будем считать, что линейная часть радио­ локационного приемника имеет колоколообразную ам­ плитудно-частотную и линейную фазо-частотную харак­ теристики, т. е. передаточная функция равна

94

Соответствующая импульсная переходная характеристи­ ка имеет вид

стотной характеристики линейной части на уровне 0,5 по мощности.

Энергетическая ширина спектра стационарного шумо­ вого процесса u(t) на выходе линейной 'части приемника равна

флуктуации на линейную систему с передаточной функ­

а коэффициент корреляции огибающей этого процесса ра­

95

Среднее число пересечений в единицу времени оги­ бающей процесса u(t) порогового уровня и0 снизу вверх для закона Релея равно

а средняя длительность выброса на уровне и0

Среднее число пересечений в единицу времени квад­ ратом огибающей процесса u(t) порогового уровня ы0 равно

Среднее число максимумов в единицу времени для огибающей процесса u(t) равно

а средний период следования шумовых максимумов оги­ бающей

Г т =1АУ 1 т «2я/Дю~тГо . (2.39)

Распределение максимумов огибающей процесса w{t) на интервале (0—Ти ) равновероятно, а между амплиту­ дой шумового максимума E N m и его положением на оси времени нет статистической связи. Оба эти факта доста­ точно очевидны и подтверждаются статистическим моде­ лированием на ЭЦВМ .

При механическом сканировании антенный луч пере­ мещается с угловой скоростью Q. Соответственно период обзора равен 7, 0 ='2л/й. Полезным сигналом, отраженным от точечной цели, является последовательность (пачка) радиоимпульсов, промодулированная по амплитуде диа­ граммой направленности РЛС . Время облучения точеч­ ной цели равно

Т о б л = Р о / Р - ,

96

где Ро — ширина диаграммы направленности Р Л С на прием и передачу в плоскости сканирования на уровне ограничения (отсечки) щ. При фиксированном уровне от­

ременной, зависящей от мощности отраженного сигнала. Эффективная отражающая поверхность цели (ЭОП)

есть статистическая величина, характеризуемая обычно одномерной плотностью вероятности эффективной пло­ щади рассеяния цели и корреляционной функцией отра­

Тп и Го принимают следующие модели флуктуации ЭОП

Будем считать, что огибающая радиоимпульса, отра­ женного от точечной цели, на входе линейной части при­

с импульсной переходной характеристикой (2.30) напря­ жение пропорционально

смотрим теперь статистические характеристики огибаю­ щей радиоимпульса и ее квадрата иа выходе линейной части приемника.

Одномерная плотность вероятности огибающей флук­ туирующего сигнала есть распределение Релел (2.33), где а2 = а^— дисперсия (мощность) флуктуирующего сигнала.

Отношение сигнал/шум удобно определить для цен­ трального импульса пачки (соответствующего максимуму диаграммы направленности G m a x = l ) на выходе линей­ ной части приемника. При этом для нефлуктуирующей цели

скретных переменных (кодовых последовательностей) по­ сле аналого-цифрового преобразования. Ограничим свое рассмотрение задачами, в которых отсчеты процесса при

98

Приг,-уровневом квантовании параметров процесса (В.1) в квантизаторе с линейной характеристикой, вероятность попадания случайной величины «г- в интервал квантова­

Одномерная плотность Доі(и) при наличии одного шу­ ма определяется в соответствии с (2.33) (линейный де­ тектор), (2.34) (квадратичный детектор); при наличии постоянного сигнала с шумом — по формулам (2.42) и (2.43) соответственно, а при наличии флуктуирующего сигнала — по формулам (2.33) и (2.34) при подстановке

Если длительность импульсов временной дискретиза­ ции Тд соизмерима с периодом временной дискретиза­ ции Тя, то вероятность появления шумовой единицы при

прихода отраженного от цели импульса. Это обстоятель­ ство приводит либо к большим ошибкам измерения даль­ ности, либо к увеличению емкости буферной памяти. Рассматриваемая ниже схема амплитудно-временного квантования [65] свободна от указанных недостатков.

Бинарное квантование и тактирование стандартных импульсов осуществляются по схеме рис. 2.8. Выходное напряжение амплитудного детектора (АД) подается на