книги из ГПНТБ / Лапицкий Е.Г. Расчет диапазонных радиопередатчиков

П р и в е д е н н ые выше соотношения

не учитывают

нижнего

изгиба

реальной

характеристики лампы .

Мощность, потребляемая от анодного источника

при отсутствии

модулирующего

напряжения

(в п а у з а х ) ,

Р о п = Л , п £ а -

(5-58)

Значение ha

тока

покоя

определяется

по

характеристикам

лампы . Заметим,

что в ряде

случаев, особенно

при использовании

ламп, не предназначенных специально дл я усиления

однополосных

сигналов,

мощность

Р 0 п может

быть

достаточно

большой,

одного

порядка

со средней

потребляемой мощностью

в процессе

модуля ­

ции, а так как вся эта мощность

рассеивается

на аноде

(при

пау­

зах

генерируемая

мощность

равна

нулю

и,

следовательно,

Роп =

= Р&), то в этом

р е ж и м е возможен

перегрев

анода. При работе

в р е ж и м е без отсечки

анодного

тока

(класс А) постоянная

состав­

л я ю щ а я

анодного

тока и потребляемая

мощность

не зависят от

уровня сигнала . К. п. д. в этом

случае

Л с Р = 2 Ч м а к

с / р г

(5-59)

получается весьма

низким: для р = 3 Л с р ~ 0 , 2 т 1 м а к с = 0,1 -=-0,14.

В

практике

однополосных

передатчиков

встречаются

случаи

усиления

многоканального телеграфного

сигнала

с частотным уп­

лотнением. В этих

случаях

максимальное

значение

суммарного

н а п р я ж е н и я

^ „ а к с

= ^

к ,

(5-60)

где UK — амплитуда

н а п р я ж е н и я

в одном

канале .

М а к с и м а л ь н а я

мощность в

нагрузке

^ Z « K C =

» ' ^ / ( 2 « , V

(5-61)

М а к с и м а л ь н а я

мощность

одного

к а н а л а

усиления мощности. Н а р я д у

с возможно большим к. п. д., что в а ж ­

но, поскольку

эти к а с к а д ы

являются

в

передатчике

основными

потребителями

мощности, они д о л ж н ы

обеспечивать минимальные

искажения, т. е. минимальный

уровень

комбинационных частот,

как в полосе основного канала,

так и вне его. Комбинационные

частоты, образующиеся в полосе основного к а н а л а ,

определяют

степень нелинейных искажений,

а л е ж а щ и е вне полосы

основного

к а н а л а — помехи соседним

к а н а л а м ,

междуканальные,

или пере­

ходные, искажения .

полосного сигнала ведется в недонапряженном

р е ж и м е и что анод­

ный ток усилительной л а м п ы не зависит от

н а п р я ж е н и я на на­

Ш3

Щ

«>2

<°»

tf^lOlgfiVPO,

(5-63)

где Pi — мощность

неискаженной части

спектра в основной

полосе

к а н а л а

(он — ©г),

a

Pi — мощность

образовавшихся

нелинейных

или переходных

искажений

порядка

t' = 2,

3, 4 , . . .

(рис.

5-9).

В работах [5, 6] выведены

следующие

расчетные

формулы:

* ,

=

201g

3

/ 6

" ^ 2

и Ns = 20\g

3 1 А 2 ~ ^

.

(5-64)

2

ь 4 ( 1

+36*2)

s

4(1 + 3 | k 2 )

V

'

В этих

формулах

Р = —

Е\

— п а р а м е т р

л а м п ы

в рабочей

точке

(здесь

di

и аз — коэффициенты

полинома,

аппроксимирующего

ха­

рактеристику

л а м п ы ) ,

а

х—

степень

использования

нелинейного

элемента — л а м п ы

или

транзистора .

Д л я

л а м п ы

х

=

u'gjEg,

где

u'e = ug — Eg,

—

l

^

x ^ l

(в случае

работы без захода в область

положительных

напряжений

на сетке,

т. е. без сеточных

токов);

д л я случая, когда

характеристика

i=f

(и)

начинается

в

н а ч а л е

координат, как в правой части рис. 5-10,

x = w/uMaKC,

где

и м а к с

—

наибольшее

напряжение

на

входе

нелинейного

элемента.

На

рис. 5-11 для удобства практических

расчетов приведены

графики

зависимости коэффициентов N2 и N3

от р и х. Наибольшее

значе­

ние х

взято 0,3,

так

как

х

есть величина,

обратная

пик-фактору,

8*

211

который с

большой степенью вероятности не превышает обычно

10 дб, т. е.

3,3.

ходных искажений

быстро убывает с увеличением п а р а м е т р а {$,

т. е. с увеличением

крутизны и уменьшением кривизны характери ­

_,

,

|

инакс

-1

0

1

X

Рис.

5-10

В

случае

когда

спектр

модулирующего

сигнала

равномерный,

что,

например, имеет

место

при

работе

в

общем к а н а л е

несколь­

ких телеграфных с частотным уплотнением,

нелинейные и

переход­

ные

искажения

(при

аппрокси-

Ofi

0,8

1,2

f,6

2,0

З а м е т и м ,

что

если

спектр

Рис.

5-11

модулирующего

сигнала

обра­

зуется методом частотного уп­

лотнения, то

наибольшие

иска­

к а н а л а х (при шести

каналах)

будет на 2 — 3 дб больше, чем в кана­

лах, расположенных

на краях

полосы.

В усилителях однополосных сигналов используются

два способа ООС: обрат­

ная связь по огибающей и обратная связь по высокой

частоте (по сигналу в це­

нейности

в

а- и В-цепях

(рис. 5-12),

линейности

модуляционной

характеристики

и широкой полосы пропускания в усилителе

разностного

напряжения,

причем

этот усилитель должен эффективно усиливать

и

постоянную

составляющую.

Модуль

коэффициента

усиления

усилителя

с

обратной

связью

определяется

выражением

К

=

К

,

(5-66)

У

1 +

Р2 /С2 — 2р/С cos ф

в котором

К—модуль

коэффициента

усиления

усилителя

без

цепи

обратной

связи, $К—фактор

обратной связи

и

Ф=Ф7г + Ф р — с у м м а р н ы й

фазовый

сдвиг,

состоящий из фазовых сдвигов в усилителе и

в

цепи обратной

связи.

Вход

Промежуточ­

Выходной

Выход

ный каскад

каскад

т

1

Детектор

Сравнивающее

Детектор

огибающей

сб

устройство

огибающей

$

Рис.

5-12

Если

ср=я, то

К

-

К

(5-67)

A | i

1 + Р *

и в усилителе имеет место отрицательная обратная связь,

уменьшающая

коэф­

фициент

усиления

усилителя в 1 + В К раз.

При расчете усилителя с обратной связью

обычно з а д а ю т

величину

обрат­

ной связи в децибелах.

Коэффициент передачи

цепи обратной связи

будет

1 + РК

10

20

— 1

(5-68)

Р =

У*

величина

напряжения обратной

связи

1+РК

[/o .c

= ( l 0

20 - l ) i / B X i

( 5 . 6 9 )

и для компенсации уменьшения основного сигнала необходимо

повысить его

уровень

на входе д о величины

1 + РК_

20

(5-70)

Очевидно, чем больше

величина

ООС, тем в

большей степени

уменьшаются

нелинейные

искажения.

Однако

следует

иметь

в

виду, что с увеличением

обрат­

которых

частот отрицательная

обратная связь

может перейти в положительную.

П о

этим соображениям не

рекомендуется

охватывать отрицательной обрат­

каскадов — не более 3—4. В

заключение отметим, что меньшие искажения

в схемах усилителен с общей

сеткой объясняются именно тем, что такая схема

м о ж е т рассматриваться как схема с отрицательной обратной

связью при 1 + 6 К,

равном двум (6 дб).

5-6. Выбор и расчет элементов схем однополосной

модуляции

стем формирования

однополосного

сигнала;

их электрические

характеристики и свойства определяют степень

подавления

неже­

лательных частотных компонент излучаемого передатчиком

сигнала

и уровень переходных м е ж д у к а н а л ь н ы х искажений

в случае ис­

пользования двух-или многоканальной работы .

Основной

электрической характеристикой

фильтра

является

зависимость

рабочего

затухания

от

частоты Ь =

ф ( / ) . Эта

харак ­

теристика определяет

в а ж н е й ш и е

п а р а м е т р ы : полосу

эффективно

лосе

пропускания, так и в полосе з а д е р ж и в а н и я , полосу

фильтра­

ции.

В а ж н ы м и " п а р а м е т р а м и

фильтров, имеющими

практическое

значение при их применении

в аппаратуре формирования однопо­

лосных сигналов, являются т а к ж е стабильность их

электрических

характеристик, минимальная

масса," габариты и меньшая

стоимость

мых частот дл я фильтра

системы формирования

однополосиого

сигнала

определяется

полосой модулирующего

низкочастотного

сигнала,

для стандартного

радиотелефонного к а н а л а 300—3400 гц

она д о л ж н а быть 3100

гц.

М а к с и м а л ь н о е допустимое затухание

вносимого в

тракт формирования

сигнала; как правило, оно не

д о л ж н о быть

больше нескольких децибел. Минимальное требуемое

затухание Ьшш

в полосе з а д е р ж и в а н и я

определяет

степень подав­

ления

отфильтровываемых компонент.

Величина

этого

затухания

д о л ж н а

быть

не менее 40—50 дб

дл я

одноканальных

однополос­

работы, когда дл я второго

независимого к а н а л а используется

уча­

сток второй

боковой полосы. Минимальное требуемое в полосе за­

д е р ж и в а н и я

затухание

определяет

требуемую

(допустимую)

кру­

тизну спада

частотной характеристики затухания . Если минималь ­

ная частота

модулирующего н а п р я ж е н и я 300 гц, то изменение

затухания от &омакс до

6мин д о л ж н о

произойти на частотном интер­

в а л е 600 гц

(при отсутствии

необходимости

подавления

несущей),

т. е. крутизна ската характеристики

затухания

в полосе

расфильт-

ровки (рис. 5-13) д о л ж н а

быть

S =

J

^

~ - ^

- = 0,l

дб/гц.

Аа

600

типа LC используются,

как правило, в качестве фильтров основной

селекции, т. е. после первого преобразования, в тех случаях,

когда

частота преобразования

не превышает десятков

килогерц. Д л я по­

лучения крутизны ската частотной характеристики 0,1—0,15

дб/гц

добротность

элементов

фильтра д о л ж н а

быть

не менее

(1,5—

2) fcp/Af, где

fcp — средняя частота

полосы

пропускания,

a

A f —

ширина полосы пропускания. При f c p

= 40 кгц и Af = 3100

гц по­

ш мин

шнакс

Рис.

5-13

например в

[14]. З а м е т и м

лишь,

что

в качестве индуктивностей

чаще всего

применяются

катушки на

тороидальных сердечниках,

ратурный коэффициент не

превышает

(30—50) -10— 6 , а в

качестве

конденсаторов — слюдяные,

имеющие

небольшие габариты

и обла­

д а ю щ и е высокой стабильностью во времени. Фильтры LC,

приме­

разования, проводимого на частоте порядка 1 Мгц, достаточно

бы­

вает двухконтурного полосового фильтра, а при последующих

пре­

образованиях достаточная фильтрация может быть достигнута

оди­

н о ч н ы м колебательным контуром.

герц, обеспечивая при этом высокую степень фильтрации

ненужных

частотных компонент. Применение кварцевых

фильтров

позволяет

т а к ж е использовать их дл я

формирования однополосных

сигналов

при более низких минимальных частотах модулирующего

сигнала

(например, 100 гц).

З а м е т и м , что в схемы кварцевых фильтров обычно кроме

квар ­

цевых резонаторов входят еще индуктивности

и емкости: индуктив­

ности предназначены для увели-

чения

интервала между

частота­

ми параллельного и последова­

тельного резонанса кварцев и тем

иВых^г

самым

дл я

расширения

полосы

пропускания

фильтра

в

целом

(эти

индуктивности

называют

Рис. 5-14

р а с ш и р и т е л ь н ы м и ) , а

емкости яв­

ляются подстроечными. При ча­

стоте

преобразования

порядка

мирования

однополосного

сигнала

довольно

часто

встречается

необходимость

иметь два

или

несколько

напряжений,

сдвиг

по ф а з е

м е ж д у которыми

должен

оставаться

постоянным

в

некоторой,

иногда

довольно широкой

полосе

частот.

Эта

задача

решается

с

помощью

фазовращателей, в

качестве

которых

обычно

используются

схемы

скрещенных

четырехполюсников

(рис. 5

-14).

Постоянный

в заданном

диапазоне

частот сдвиг

фаз двух

напряжений

обеспечивается в том

случае, когда четырехполюсники имеют логарифмические

фазовые

характерис­

тики.

Если

(pi = lnA!iCi)

и

(p2=\nk2w,

то ф = ф1—cp2=ln6i/ft2

оказывается

незави­

симым от частоты.

В качестве элементов плеч четырехполюсников для диапазона

звуковых

частот предпочтительно применять сопротивления и емкости

(рис. 5-15), по­

скольку на этих частотах величины нндуктивностеп могут оказаться

слишком

большими и потому трудно реализуемыми, а для диапазона

высоких

частот —

приведенным

выше схемам, позволяющим,

как правило, обеспечить постоянство

фазового

сдвига не х у ж е

± 1 ° при /г/ = Шмакс/й>мии

не более

8—10,

основывается

па

общих

принципах

и

сводится к нахождению параметров элементов схемы,

при

которых

в заданном

диапазоне частот сохраняется заданное значение фазо ­

вого угла

с

наименьшей

погрешностью.

Порядок

расчета

[26]

применительно

к приведенным выше

схемам может быть

рекомендован следующий. По формуле

V

*/ +_'

У 2

Vkf

(5-71)

+

V2

заданного

диапазона

частот.

Если

полученное

по

этой

формуле

значение бманс больше

допустимого,

то д о л ж н а

быть применена более сложная схема фазовращателя.

В случае

ж е

если полученное значение

б м а н с

меньше

или равнодопустимому,

расчет

про­

д о л ж а ю т . Н а х о д я т вспомогательные величины

(5-72)

М

У(2

+

0,5В ) + У

(2 +

0 , 5 В ) 2

+

А2

,

(5-74)

N

1/

А

(5-75)

4 М 2

2М

1

(5-76)

-Л4 +

2

а

для фазовращателей типа

LC М вычисляется

по той ж е

формуле,

а

2М

V

4 М 2

h

1

и

а =

М 3

(5-77)

Постоянные

времени

четырехполюсников

для

фазовращателей

RC находим

из

условий:

С

Л = —

и

C'iR'i

=

7 7 —

• г д е

%

=

У*

<Вмаксй>мнн '

ШСр

а фазовращателей LC — из условий

L l C l

= -N2

и

LJCJ

=

(5-78)

ср

ср

Для определения

конкретных

величии емкостей и сопротивлений

в

каждом

из четырехполюсников

типа RC

необходимо

использовать соотношения,

которые

учитывались при получении

приведенных выше формул, а именно:

R\C\

— Я 2 С 2 =

RaCs;

Я а

Сх

(5-79)

1 — 4а Я 2 ;

4а2

С* =

С , .

4а

1 — 4а

Кроме того, обычно задаются условием Яз=Я'з и выбирают эту величину

порядка единиц или десятков кплоом, с тем чтобы исключить

шунтирование

входных цепей последующих каскадов.

Соотношения

между

емкостями

и нндуктнвностямн

для

фазовращателей

типа LC выбираются обычно исходя из возможности реализации их элементов.

Заметим, что при

проведении конкретных расчетов

элементов

схем

фазовраща­

телей

требуется

соблюдать

высокую

точность. Как

правило,

расчет

надо

вести

с

точностью

до

4-го

знака,

а рассчитанные

величины

при

реализа­

ции фазовращателей должны быть обес­

печены с допусками не хуже 0,5—1

%.

Расчет

двойных

балансных

преобразователей

для

схем

фор­

мирования однополосного

сигна­

ла. Двойные балансные преобра­

зователи

частоты

или,

как

их

Рис.

5-17

часто называют, кольцевые пре­

образователи

(рис.

5-17)

являют­

ся

практически

обязательным

элементом любого

устройства

формирования

однополосного

сиг­

национные частоты только вида

| (2л 4-1) (о +

( 2 m + l ) Q | ,

где п. и т — нули

или

любые

целые

числа,

а

со и

Q — частоты

колебаний, подводимых к преобразователю .

П р и получении соотношений

для

расчета

двойных балансных

преобразователей

используется

кусочно-линейная

аппроксимация

характеристик диодов

(i = О при

и < с 7 0 и i = ufRi

при

u>U0),

ется, что н а п р я ж е н и е преобразуемого

сигнала

Ua

мало по

сравне­

нию с н а п р я ж е н и е м

несущей

частоты

Uw .

З а д а ч е й

расчета

преобразователя

следует считать выбор нели­

нейных элементов

(диодов),

определение

величин

напряжений и

мощностей

источников

колебаний

модулирующего н а п р я ж е н и я

(Q)

и несущей

частоты

(со)

и

определение

напряжения

и мощ­

ности

боковой

полосы частот

в

нагрузке

преобразователя .

Исход­

ления нагрузки

преобразователя, которая определяется входным

сопротивлением

фильтра и, к а к правило, л е ж и т в пределах от не­

личиной

UQ. З а м е т и м , что поскольку полупроводниковые

диоды

конкретного типа

имеют характеристики,

довольно

существенно

отличающиеся от

э к з е м п л я р а

к экземпляру, в

схемах

преобразо­

вателей

следует

использовать

подобранные

по

п а р а м е т р а м

«чет­

максимальную

допустимую

на

диоде

амплитуду

переменного

на­

п р я ж е н и я

£ / м а „с .

Эта

величина

определяет

сумму

амплитуд

на­

пряжений

Uщ

и

UA-

Амплитуда

н а п р я ж е н и я

несущей

частоты бе­

рется

примерно

0,8 £ / м а к с .

Тогда

амплитуда

н а п р я ж е н и я

модули­

рующего сигнала

соответственно

Uma=UaaKC

— и а ,

а

амплитуда

н а п р я ж е н и я на

вторичной

обмотке т р а н с ф о р м а т о р а

д о л ж н а

быть

в два

р а з а большей

(см. рис. 5-17). Входное

сопротивление моста

со стороны

включения

преобразуемого

сигнала

Я В х Р . = 2

^ Ч '

( 5 " 8 ° )

где

Ri

— прямое

сопротивление

диода

при u>U0,

a

an — коэффи ­

циент

постоянной

составляющей,

соответствующий

углу

отсечки

тока

диода

ip =

arccos

(и0/иа).

Мощность,

которую

должен

обеспечить усилитель Н Ч — и с т о ч ­

ник модулирующего

сигнала,

Ро = й г Ь г >

'

( 5 " 8 1 )

где

т ) т р

= 0,74-0,8.

По этим данным и данным расчета

усилителя

Н Ч

рассчитыва­

ется

входной

трансформатор

Tpl:

определяется

коэффициент

трансформации и сопротивление вторичной обмотки

г 2

(после

вы­

бора

сердечника,

расчета

числа

витков

и др . ) . Выходной трансфор ­

м а т о р , предназначен

д л я

согласования

нагрузки

с

выходным

со­

противлением

преобразователя .

Его коэффициент

трансформации

о -

( 5 - 8 2 )

Входное сопротивление преобразователя в точках подключения

генератора

несущей частоты определяется по формуле:

Я в х

m = 0,5/?,и +

0,25 (гг + г2 +

г п ),

(5-83)

где

г ь

г 2

— а к т и в н ы е

сопротивления

обмоток

трансформатора,

а гп — сопротивление балансировочного потенциометра на рис.

5-17.

Соответственно мощность, на которую должен быть рассчитан

этот

генератор,

^

P*

= U*J[*Rn.)-

(5-84)