книги из ГПНТБ / Лапицкий Е.Г. Расчет диапазонных радиопередатчиков

/ < ( л + 9)/о

9

+ п

При больших кратностях умножения

относительная полоса про­

датчики

опорных

частот

применяются

при

сравнительно

неболь­

ших

кратностях

умножения, не превышающих нескольких десят­

ков. Обычно этот способ используются

для

построения

датчиков

опорных

частот

с

интервалами

сетки

1

Мгц

и

10

Мгц,

особенно

в

тех

случаях,

когда

требуе-

JK

о-

мое

количество

опорных

час-

i

т

,

тот

менее 10.

nf

(л+1КГ

~[(n+8)f0

Применение

преобразова ­

0

ния

и умножения частоты мо­

Ф10

Ф1

Ф2

Ф9

ж е т

ослабить

требования

к

фильтрам и тем самым позво­

ляет получить на выходе дат­

Умн

чика

более высокие

гармоники

опорной частоты. Одни из воз-

4 _4

можыых

вариантов

схемы

та-

Р и с

кого

способа

построения дат­

чика приведен на рис. 4-5.

В этой

схеме

после умножителя с помощью фильтров

Ф1 —. Ф5

тельная полоса пропускания этих фильтров при

той ж е

кратности

умножения получается большей, чем в предыдущей

схеме:

f

( « + 4 ) / о

« + 4

Н а входы смесителей

См1 и

См2

подаются

колебания

с

часто­

той, значительно п р е в ы ш а ю щ е й

опорную, поэтому

интервал

м е ж д у

второй

группы

Ф6—Ф15

и упрощается их конструкция.

Н а

выходах

смесителей

См1 и См2

используются колебания

одного

и того

ж е

типа: либо

суммарной,

либо разностной частоты,

вателей

колебаний

частот f i и

f2 . В этом случае

разность

частот

удовлетворяет условию f 2 — f i = 5fo и поэтому

они могут

быть

выбраны

кратными

частоте 5/о:

/ i = 5 # 0 ,

/ 8 = 5 ( А + 1 ) / 0 .

неудобен,

так как

применяющиеся в них

фильтры

становятся

весьма громоздкими.

Датчики

опорных

частот с малыми интервалами

(1000, 100, 10

гц и менее)

лителей частоты с кратностью деления 10ft. В этом случае все датчики

опорных

частот могут быть одинаковыми, за

исключением

их выходных каскадов. На­

пример, если по схеме, представленной

па рис. 4-5,

построен датчик с

интерва­

лом опорных частот 100 кгц, то для

получения опорных частот с интервалом

Инн

\f.

Рис. 4-5

в

1 Мгц

может

быть

использована

та

ж е схема

с добавлением на выходе кас­

када

умножения

частоты

на

10. Д л я

построения

датчика

с

интервалом частот

в

10

кгц

применяется

та

ж е

схема

с

делителем

частоты

на

10 на выходе, для

фициентом деления

10 и т. д . П о такому способу строится так называемый воз­

будитель с идентичными декадами, рассматриваемый ниже .

4-3. Датчики опорных частот с использованием

метода компенсации

Применение

метода компенсации дает врзможность - выделить

ности

(до нескольких

сотен и более) . Структурная

схема датчика

частот,

построенного

по методу компенсации,

приведена на

рис. 4-6.

/о,

2f0,

. . .

( й - 1 ) / 0 ,

kf0,

(k+l)f0,

. . .

Д л я выделения нужного номера

гармоники

весьма

высокого по­

рядка kfQ используется узкополосный

фильтр

Ф2,

вспомогательный

генератор

плавного

диапазона (ГПД)

и два смесителя. Из всех

комбинационных частот на выходе первого смесителя

(См1) узко­

полосным

фильтром

Ф2

выделяются

колебания

промежуточной

частоты

fn = f-kfo,

(4-3)

образованной с помощью необходимой гармоники

kf0 опорной

частоты.

\Умн\

\Ф1

\Си1

\Ф2

\См2\

/ п « # о < 3 / г ,

(4-4)

во втором — высокая

/ „ » # » •

(4 -5)

ление побочных колебаний на выходе из-за прохождения

гармоник

по «зеркальному каналу» . Ослабление этих побочных

колебаний

к а ми

порядка

п и

/ г + 1 , тогда

частоты

этих побочных

колебаний

будут

соответственно

fi = nf0

—

fr

и

/ 2 = ( я + l ) f o — /г-

И н т е р в а л ы

частот от этих

побочных колебаний

до рабочего колебания составят

f«-h

= 2fr-(k

+ n)U,

h-fn

= {k + n+l)h-2fT.

(4-6)

Минимум

наибольшего

из

этих

интервалов имеет

место

при

промежуточной частоте

fn

= ±(2N+\)fB,

(4-7)

4

где / V — ц е л о е число; величина минимального интервала

равна

fa/2.

З а

счет нестабильности

Г П Д 6fr

промежуточная

частота и

ча­

стота

ближайшего

побочного

колебания

изменяются

в

различные

стороны (рис. 4-7):

^ = fn

+1 Sfr | , f', = f2—| 6 / г | ,

причем ft—fa

=

- ±

1

*

З а

счет

нестабильности

параметров

фильтра

изменяются

сред­

няя

частота

пропускания

и частота среза фильтра

где

А/ф — ш и р и н а

полосы

пропускания

фильтра,

а 6/ф— нестабиль­

точность

ее номинала .

Д л я

того чтобы колебания промежуточной частоты не выхо­

условие

/ „ < / с (рис.

4-7) или

Д / ф > 2 ( | 6 / г | + | 6 / ф | ) .

(4-8)

Чтобы

побочное колебание f%

(или f t )

не попадало в полосу

пропускания фильтра,

необходимо

иметь

f'c<.f'2nnw.

| 6 / г | < - ^ / о - | в / ф 1 -

( 4 - 1 0 )

4

Если

обычные

способы

стабилизации

частоты

Г И Д

недоста­

точны, применяют систему автоподстройки с частотным

детекто­

ром, включенным после смесителя См1, и резонансной

частотой

контура

дискриминатора, равной / п .

Следует заметить, что при малой ширине полосы пропускания

узкополосного

фильтра

компенсационная, схема

х у ж е ослабляет

паразитную частотную (или

фазовую)

модуляцию

колебании

Г П Д . Колебания

Г П Д

при

наличии паразит­

ной фазовой модуляции м о ж н о представить в виде

"г = Urm COS ( м г ' + Д ф г т COS

где Дфгт — индекс паразитной фазовой модуляции

(для

простоты

полагается,

что модулирующее напряжение синусоидально и имеет частоту Я) .

При

прохождении

колебаний

промежуточной

частоты через

узкополосный

фильтр происходит задержка по времени на величину

где

K(Q)—коэффициент

передачи

фильтра

и

£2 = с о — с о п — отклонение частоты

колебаний от средней частоты фильтра.

После преобразования частоты

в смесителе

колебания будут иметь вид:

и — t7 m co s

{ ( ш г — с о п ) < +

с о п

т + Д ф г т [ с о 5 Qt —К

(Я) cos Q (t— т)]} .

Последнее слагаемое

в выражении

для

фазы дает гармоническое колебание

с амплитудой

Д Ф т =

Д ф г т V l - 2 K

(О) cos Qz + К2

(О),

т. е. ослабление

индекса

модуляции в

компенсационной

схеме

составляет

К

о , л = -^Цп=

^

1

(4-11)

Д ф т

V1

— 2К ( й ) cos Qx - f К2 (Я)

Д л я низкочастотных

составляющих

К(&)~1

и коэффициент

ослабления

бу­

дет

велик:

К

1

^ , 1

Л о с л

~ „ . Я т ~ Й т '

2 sin —

2

С ростом частоты модуляции коэффициент

ослабления резко

уменьшается:

при достаточно сложном (многозвенном) фильтре

на частоте,' при

которой

фа­

зовый сдвиг в фильтре составляет

90°, i ( ( Q ) ~ l

и

ослабление становится д а ж е

меньше 1.

A

U = l ^ - - / * l = T / o - ( | 6

/ r l + | S

/ * 1 ) -

Это условие

вместе с неравенствами

(4-8)

и (4-9) является ис­

тизны характеристики затухания в

полосе з а д е

р ж и в а н и я

ширина

полосы пропускания фильтра д о л ж н а

выбираться

б л и ж е к

нижнему

пределу (см. § 4-8).

пользовании фильтров из сосредоточенных элементов

(конденса­

торов

и катушек

индуктивности)

полоса

пропускания

порядка

сотен-тысяч герц может быть реализована при частотах fn ,

л е ж а ­

щих в диапазоне десятков-сотен килогерц. В случае

применения

кварцевых

фильтров

такие

ж е

полосы могут быть

реализованы

в диапазоне сотен-тысяч килогерц. Точное значение

промежуточ­

ной частоты в выбранном диапазоне частот должно

удовлетворять

условию (4-7).

Ослабление побочных колебаний других видов на выходе пер­

вого

смесителя достигается

з а

счет

рационального

выбора

пре­

образуемых

частот

/ г

и kf0,

как

и

во

всех

других случаях

исполь­

зования смесителей

(см. §

4-8).

(Ф1

В

случае применения

фильтра

предварительной

селекции

на рис 4-6)

требования к

нему

определяются необходимой

величи­

ной подавления побочных колебаний по зеркальному

каналу .

При построении рассматриваемого датчика с небольшим коли­

чеством выделяемых гармоник (10 или менее) фильтр Ф1

может

быть

неперестраиваемым: либо

полосовым

с полосой

пропускания,

либо фильтром нижних

частот с частотой среза, несколько

превы­

ш а ю щ е й частоту высшей

используемой гармоники. В полосе задер ­

ж и в а н и я фильтр Ф1 должен обеспечить

необходимое

подавление

гармоник, д а ю щ и х побочные колебания

по зеркальному

каналу .

Эти гармоники отстают

от полосы пропускания (частоты

среза д л я

фильтра нижних частот)

на величину 2

fa.

личину

2fn.

В этом

случае фильтр

Ф1

д о л ж е н

быть

перестраиваю ­

щимся сопряженно

с Г П Д . К

полосе

пропускания

такого

фильтра

жестких

требований

не

предъявляется .

Фильтр

рассчитывается

только из условия

обеспечения

необходимого

подавления

гармоник,

д а ю щ и х

помехи по зеркальному каналу .

При

наличии

предварительной

селекции

полоса

пропускания

узкополосного фильтра

(Ф2 на

рис. 4-6),

к а к

и ранее, д о л ж н а

удов­

летворять

условию

(4-8). Б л и ж а й ш и е

побочные колебания в

этом

случае

образуются

за

счет

преобразования

частот

(k—1)

f0 и

(&+1)

fo и отстоят от рабочей частоты на величину f0. Чтобы эти

колебания не попадали

в полосу пропускания

фильтра, ее

ширина

д о л ж н а

удовлетворять

условию

2 (I 6/г I +1

б/ф | ) < А / ф < 2 / 0 - 2 (| б / г

| +1 6/ф |).

(4-12)

И з

(4-9) и (4-12)

вытекает требование к стабильности

частоты

Г П Д :

| б / г | < - ^ - А , - | б / ф | .

(4-13)

давляемого

узкополосным

фильтром,

составляет

Д/под = / в - ( | 6 / г |

+ | 6 / ф | ) .

(4-14)

Условия

(4-9), (4-12),

(4-14) при

заданной норме

ослабления

выходе определяются по известным

/ г и f„ (см. § 4-8). После

опре­

деления б л и ж а й ш и х побочных колебаний можно

сформулировать

требования к затуханию в • полосе

з а д е р ж и в а н и я

фильтра .

Часто

необходимое

дополнительное

подавление

осуществляется

фильтром

ФЗ. Наименьший

интервал

от

верхней

частоты

среза до

частоты

Г П Д

получается

при

работе

датчика

на

низшей

частоте

fM I I I I :

под =

/г . мин

/макс = /г. мин

/мин

(/макс

/ мин) =

/ п

(/макс

/

мин)'

здесь

(/макс — /мин) — ширина

диапазона

частот

датчика

(если от

датчика требуется

десять

частот,

то f M a K c — /мпн=-70 fo). При ши­

роком

диапазоне

частот

вычисленный

таким

образом

интервал

А/под

м о ж е т оказаться

очень

м а л ы м

или

д а ж е

отрицательным .

В датчике с

высокой промежуточной частотой

(fr >-&fo

и fn3>&fo) побочные

колебания за счет зеркального к а н а л а

прак ­

зитных емкостей и индуктивностей схемы.

П о этой причине при

высокой промежуточной частоте датчик с

использованием метода

компенсации может быть построен без фильтра Ф1.

В этом случае значительно ослабляется

уровень

комбинацион­

ных частот, близких к рабочим, во втором

смесителе

(см. § 4-8),

ристики затухания

в

полосе з а д е р ж и в а н и я . Наиболее интенсив­

ные п о д а в л я е м ы е

колебания — колебания Г П Д — л е ж а т далеко

за пределами полосы

пропускания фильтра.

интервала

подавления,

а т а к ж е нестабильности частоты Г П Д ока­

зываются

такими ж е ,

как

и д л я схемы с низкой

промежуточной

частотой

и предварительной

селекцией гармоник,

см (4-8), (4-12),

личин

оказываются весьма малыми из-за больших

величин

частот

/ г и

fa.

Возможности реализации узкополосного фильтра и

высо­

кой

стабильности Г П Д ограничивают наибольшие

значения

вели­

чин / г

И

fa.

4-4. Датчики опорных частот с автоподстройкой

частоты

Системы с автоматической подстройкой частоты

автогенера­

торов (АПЧ) о б л а д а ю т фильтрующими

свойствами,

что

позво­

ляет

их

использовать

при

построении

датчиков опорных

частот

д л я обеспечения лучшей

фильтра­

ции побочных колебаний . Основное

применение

в

возбудителях

нашли

НФД

ФНЧ

системы

с фазовой

автоподстройкой

РЭ

ГПД

частоты

( Ф А П ) . В

системах

с час­

г

тотной

автоподстройкой

( Ч А П )

гкч

стабильность

частоты

подстраивае ­

мого

генератора

ниже

стабиль­

Рис.

4-8

ности частоты эталона, поэтому они

используются в тех случаях, когда

требования

к

стабильности

частоты возбудителя

не очень

высоки

бильность частоты колебаний на выходе возбудителя

(например,

для стабилизации частоты вспомогательного генератора

компенса­

ционной

схемы) .

Н а

рис. 4-8

и з о б р а ж е н а

схема

построения датчика

опорных

частот с применением системы импульсно-фазовой

автоподстройки

частоты

( И Ф А П ) .

В этой

системе

используется

импульсно-фа-

зовый

детектор

( И Ф Д ) , на

вход которого поступают

гармониче­

ские

колебания

от

подстраиваемого

генератора

( Г П Д )

и корот­

импульсов f = kf0>

где k — целое число,

т. е. подстраиваемый

гене­

ратор

в системе

И Ф А П

работает к а к

умножитель опорной

ча­

стоты

fo. При перестройке генератора будет изменяться номер вы­

деляемой гармоники. По

этой причине

ширина полосы у д е р ж а н и я

системы И Ф А П д о л ж н а

быть менее 0,5 foВерхний

предел номера

выделяемой гармоники

определяется достижимой

стабильностью

предел

рабочих частот

датчика с И Ф А П определяется

достижи ­

мыми

длительностями

импульсов.. При длительностях

импульсов

выходе фазового

детектора

(рис. 4-8). При использовании

фильтра

с

очень

низкой

частотой

среза

(большой

постоянной

времени

в

случае

фильтра

RC) д о с т и ж и м а я

ширина

полос у д е р ж а н и я и за­

хватывания системы И Ф А П

оказывается малой, поэтому

основные

ваний

к уровню

побочных

колебаний и ширине полос у д е р ж а н и я

и захватывания .

В

случае малой ширины

полосы з а х в а т ы в а н и я системы И Ф А П

применен генератор качающейся частоты ( Г К Ч на

рис. 4-8), кото­

рый будет изменять частоту в пределах ширины

полосы

у д е р ж а ­

ния до

момента з а х в а т ы в а н и я .

В случае необходимости сильного уменьшения

уровня

шума

датчика опорных частот м о ж н о использовать

кварцевый

генератор

в качестве

подстраиваемого

генератора в системе

И Ф А П .

Переход

с одной гармоники опорной частоты на другую д о л ж е н

осуществ­

ляться

путем

переключения

кварцев в

автогенераторе

[20].

Д р у г а я

схема

построения датчика

опорных

частот

с

примене­

нием системы ФА П приведена на рис. 4-9. В этом

датчике

между

подстраиваемым

генератором и ф а з о в ы м детектором

стоит

де­

литель с переменным коэффициентом деления

( Д П К Д ) ,

с

вы­

хода

которого

на

вход

фазового детектора

поступают

колебания

с частотой fjk,

близкой

к / 0 .

При

синхронизме f — kf0,

т. е. генератор работает

на

гармонике

опорной частоты. Пр и изменении коэффициента

деления

Д П К Д

будет

изменяться

номер

гармоники,

выделяемой

на

выходе

дат­

чика

опорных

частот.

В

системе

с делителем

частоты в' тракте автоподстройки

можно

обеспечить

весьма

большую

ширину

полосы

у д е р ж а н и я ,

та к

как

б л и ж а й ш и е частоты подстраиваемого

генератора,

на

которых

воз­

м о ж н ы

л о ж н ы е з а х в а т ы в а н и я , определяются

из

условий

2f/k

= f0

и fl{2k)

= / 0

, т. е.

/='/2&/о

и

/ = 2&/0 . Поэтому

в

рассматриваемой

системе допустима

значительная нестабильность

частоты

подстраи-

Делитель с переменным

коэффициентом

деления представляет

собою

по устройству счетчик

импульсов и состоит из весьма боль­

шого

количества элементов

(особенно при

необходимости деления

микроминиатюрных или интегральных

схемах, та к ка к

не

содер­

ж и т катушек индуктивности.

П о сравнению с импульсно-фазовой

автоподстройкой

в

системе

с Д П К Д максимальные рабочие частоты подстраиваемого

генера­

невысоких частотах, не превышающих нескольких

мегагерц.

\ФД

\ФНЧ\

РЗ

ФД

\ФНЧ[

\РЗ

f°/n

-ДПКД-

Т .

Рис.

4-9

Рис.

4-10

При формировании опорных частот с малыми интервалами ко­

эффициент

деления

должен

быть очень большим, а фильтр

нижних

частот

на

выходе

детектора

д о л ж е н иметь

очень

низкую

частоту

среза

(меньше по величине

требуемого интервала

сетки) .

П о этим

может оказаться

довольно

большим

(при интервале

сетки 100

это время может

достигать

единиц

секунд) . П о этой

ж е причине

весьма

высоких частотах. Д л я

получения

сетки частот с интерва­

лом f0

на

фазовый

детектор

д о л ж н ы

быть поданы

колебания

с частотой fo/n,

тогда синхронизм в схеме будет

иметь место при

fo/n = f/(nk),

т.

е. f =

kf0.

При таком способе повышения рабочей частоты

подстраивае­

мого генератора трудно получить сетку

частот

с малыми

интер­

валами,

та к

как частота среза

фильтра

нижних

частот

д о л ж н а

ван на использовании дополнительного преобразования

частоты

(рис.

4-11). Колебания от подстраиваемого генератора

поступают

на

смеситель одновременно с колебаниями вспомогательной