книги из ГПНТБ / Маграчев З.В. Аналоговые измерительные преобразователи одиночных сигналов

Преобразователем, для расчета которого можно восполь­ зоваться формулами (4-15) и (4-16), заменив в них /и на /?/ц. Как будет показано в гл. 4, двухканальные пре­ образователи при работе на экспоненциальном участке вольт-амперной характеристики, т. е. практически во всей области II, позволяют существенно уменьшить зарядную погрешность 6U3SlV.

Из рис. 3-10 следует, что в области больших напря­ жений (t/m> 4 в) при nt„/Cu>0,23 погрешность одного канала не превышает 10%. При уменьшении Um погреш­ ность увеличивается в 2—6 раз. Поэтому при выборе числа п для двухканального преобразователя необходи­ мо прежде всего обеспечить уменьшение погрешности при малых Um. Из выражения (4-12) или графика на рис. 4-4 видно, что если в двухканальном преобразовате­ ле задаться отношением THiiK/CH=0,2, то в диапазоне напряжений 1 — 10 в погрешность бПзар не будет превы­ шать 10%. Отсюда при Сп= 3 0 пф получим Tn!u< = ntll= = 6 нсек,что для £и.м1ш=1 нсек дает п = 6. Создание се­ рии из шести импульсов является вполне реальной за­ дачей. Дальнейшее увеличение п приводит к значитель­ ному усложнению устройства, и как видно из графиков на рис. 4-4, не дает существенного уменьшения погреш­ ности.

Преобразование одиночного импульса в серию в си­ стеме динамического запоминания без обратной связи может быть осуществлено последовательным отбором энергии сигнала при прохождении его по коаксиальному кабелю, разветвлением сигнала в параллельные цепи с различной задержкой и циркуляцией сигнала внутри кабеля с коэффициентом отражения от нагрузок, рав­ ным или близким к единице (пассивный рециркулятор).

При последовательном отборе (рис. 3-11,а) подклю­ ченные непосредственно или через развязывающие ка­ скады к центральному проводнику диоды создают в ли­ нии задержки дискретные неоднородности, которые иска­ жают как фронт, так и вершину передаваемого импульса. В работах А. Ф. Денисова [Л. 5, 68] выведены формулы и приведены результаты расчета искажений импульса внутри линии задержки, содержащей дискрет­ ные неоднородности. При величине емкости в неднородностях более 1 пф неравномерность вершины импульса может достигать 10%. Особенностью применения после­ довательного отбора при использовании диодно-конден-

8 0

саторных преобразователен одиночных импульсов явля­ ется то, что уже в точке подсоединения первого диода ослабление напряжения коротких импульсов за счет отбираемой энергии для заряда накопительного конден­ сатора настолько велико, что дальнейшее использование

Рис. 3-11. Системы динамического запоми­ нания с последовательным (а) и парал­ лельным (б) отбором.

сигнала для подзаряда накопительного конденсатора не приводит к уменьшению погрешности.

Устранение этого недостатка с помощью развязы­ вающих или усилительных каскадов в наносекундном диапазоне затруднено из-за отсутствия достаточно быст­ родействующих устройств с малой входной емкостью и достаточно широкой полосой пропускания.

Трудности, связанные с применением пассивных ре­ циркуляторов, аналогичны (они были рассмотрены ра­ нее) .

Для устранения указанных недостатков можно использовать параллельную систему отбора информации с раздельными нагрузками в каждом канале и с п за­ рядными устройствами (рис. 3-11,6). Наличие согласо­ ванных нагрузок для каждого канала и развязывающих диодов резко ослабляет связь между каналами и влия-

Нйе отраженных сигналов на форму основных импуль­ сов. Это дает возможность установить необходимое вре­ мя задержки между импульсами (обычно 1—5 нсек) и выбрать минимальную электрическую задержку первого кабеля tQ, исходя из длительности процесса рассогласо­ вания. В результате поступающие на каждый диод импульсы практически не будут иметь искажения. При этом полоса пропускания всей системы определяется в основном широкополосностыо разветвителя и состав­ ляет 1,5—2,5 Ггц.

Как известно передаточная функция цепи, состоя­ щей из п параллельных звеньев описывается выражением

К (Р) = Е 'Уп (р).

i = i

где K i(р) — передаточная функция г-го звена.

Тогда, если пренебречь потерями в кабелях задерж­ ки, а величину задержки (я в каждом канале установить равной соответственно

£з1= А), ^32=^0+ А^о,

tsi — (i— 1) А^о,

то нетрудно заметить, что параллельная система отбо­ ра, изображенная на рис. 3-11,6, может быть заменена эквивалентной динамической моделью, состоящей из про­ стого диодно-конденсаторного преобразователя и пода­ ваемого на его вход эквивалентного сигнала

представляющего собой последовательность из п импуль­ сов, UBx{р) оквКпер, сдвинутых относительно друг друга на интервал времени Ato.

Коэффициент передачи такой системы

К = :_ l5_

Auep RB*n ’

где рл — волновое сопротивление коаксиального кабеля; RBx — входное сопротивление устройства.

82

к искажению вершины импульсов, максимальная элек­ трическая длина линии передачи, выбранная исходя из длительности процесса рассогласования, составляет 5— 7 нсек. Благодаря задержке между моментом поступле­ ния измеряемого сигнала на вход каждой линии 'пере­ дачи и моментом возникновения отраженного сигнала, а также из-за развязки между линиями в системе дина­ мического преобразования сигнала отсутствуют искаже-

Рис. 3-13. Графики зависимости T„a«IC „=f(U m) для двухкаиального преобразователя (сплошные линии) и для двухканального преобразователя с шестиканальной системой динамического запо­ минания (штриховые).

ния. В связи с этим применение разветвителя с парал­ лельными линиями передачи эквивалентно использова­ нию шести независимых генераторов сигнала с выходными сопротивлениями, равными волновому со­ противлению линий передачи.

Представляет интерес определить эффективность си­ стемы динамического запоминания, выполненной по двух­ канальному методу >(рис. 3-12) по сравнению с простым двухканальным преобразователем (рис. 4-1). Этот пока­ затель целесообразно определять по отношению Ттк/Си, вычисленному при одинаковых значениях Um и 6t)3ap.

На рис. 3-13 приведены взятые из [Л. 66] расчетные кривые зависимости Тиак/С й = {(и т) для двухканального преобразователя на кремниевом диоде при |6't/3ap|, рав­ ной I, 2, 5 и 10% (сплошные линии). Здесь же приведе­ ны аналогичные зависимости для двухканального преоб-

84

разователя совместно с шестиканальной динамической системой запоминания (штриховые линии).

Графики показывают, что применение динамической системы запоминания позволяет уменьшить Т,шк/Сц в 3—6 раз в зависимости от напряжения измеряемого импульса.

Описанный преобразователь позволяет измерять оди­ ночные импульсы напряжением более 2 в с длитель-

КД514А при /доI = г'доа = 1 мка, Я пх= 50 ом.

ностыо по уровню 0,5 от 1 нсек и более. Основная по­ грешность не превышает 10% в точке измерения.

Для повышения чувствительности можно уменьшить число каналов. Например, при четырех каналах в опи­ санной системе измерялись импульсы напряжением от 1 в при длительности свыше 2 нсек с той же погреш­ ностью. На рис. 3-14 приведены графики зависимости основной погрешности преобразования (&U) в функции от длительности импульсов при различных Um.

Дополнительная погрешность, возникающая при из­ менении формы импульса, имела отрицательный знак и в диапазоне от 1 до 5 нсек не превышала 10%, в диапа­ зоне от 5 до 100 нсек не превышала 5%.

3-5. Метод коммутации

Как было показано выше, влияние нелинейности вольт-амперных характеристик диода можно значитель­ но уменьшить, пропуская через него большой начальный

85

Естественно, что описываемый метод накладывает в связи с этим строгие ограничения на параметры пре­ образуемого сигнала. Так, например, если длительность фронта измеряемого импульса то возникают не­ допустимо большие погрешности за счет недозаряда на­ копительного конденсатора, поскольку токозадающая цепь, смещающая рабочую точку диода в область высо­ кой проводимости, отключается раньше момента времени tm, соответствующего U (t)макс. Наоборот, если tm< t 3.K, то из-за большой величины тока /д0 резко ухудшаются разрядные характеристики преобразователя. Возникаю­ щую при этом погрешность можно приближенно оценить по формуле

Таким образом, метод коммутации эффективен при из­ мерении параметров импульсов с весьма крутыми фрон­ тами. Проведенные исследования показали, что если величина задержки t3,K=»4- г - 5 нсек, то при £ф^10 нсек погрешности преобразования превышают 20%. При детерминированных по форме импульсах введением переменной задержки, зависящей от длительности фрон­ та сигнала, можно существенно улучшить зарядные характеристики преобразователя.

Трудность реализации метода коммутации связана также с возникновением пьедестала на выходе преобра­ зователя в момент поступления на коммутирующий ключ запирающего импульса. Влияние пьедестала и связан­ ную с ним погрешность можно уменьшить введением второго канала преобразования, аналогичного описанно­ му выше, с той разницей, что на него не поступает изме­ ряемый сигнал.

Если выходы каналов подключить к вычитающему устройству и добиться равенства пьедесталов, то указан­ ную погрешность можно существенно уменьшить.

Важным достоинством рассмотренного метода явля­ ется возможность получения высокой чувствительности

8 7

5-6. Преобразователи с ускорением заряда накопительного конденсатора

Для уменьшения влияния нелинейности диодного вен­ тиля и снижения эквивалентной постоянной времени за­ ряда накопительного конденсатора широко используются системы ускорения заряда с отрицательными обратными связями. Общий анализ работы таких систем приведен в ![Л. 70]. Различные варианты построения, практические рекомендации и схемы проводятся в {Л. 9, 20, 39, 40].

Рассмотрим кратко принцип действия этих устройств. На рис. 3-16 приведены блок-схемы ускоряющих систем

а — с открытым входом; 6 — с закрытым входом.

для преобразователей с открытым и закрытым входом. Как видно из рис. 3-16,а, преобразователь с ускорением заряда состоит из схемы сравнения СС, усилителя и диодно-конденсаторного накопителя. Подаваемый на вход устройства измеряемый импульс сравнивается по амплитуде с напряжением на накопительном конденса­ торе. Разностное напряжение, получаемое со схемы сравнения, подается на усилитель, выходной сигнал которого используется для заряда накопительного кон­ денсатора. Таким образом, заряд накопительного кон­ денсатора осуществляется не от импульса с амплитудой 0 т, а от усиленного по напряжению импульса амплиту­ дой К ( Um— Uс ), что дает возможность увеличить кру­ тизну нарастания экспоненциального напряжения на выходе преобразователя.

Другой вариант блок-схемы с ускорением заряда по­ казан на рис. 3-16,6. При поступлении на вход положи­ тельного импульса амплитудой Um накопительный кон­

88

денсатор Спак начинает заряжаться через выходное со­ противление источника сигнала, усилителя Rnux.yc и диод. При этом ко входу усилителя прикладывается по­ ложительный импульс. Снимаемый с выхода усилителя отрицательный сигнал поступает на катод диода, увели­ чивая тем самым напряжение, заряжающее накопитель­ ный конденсатор. Благодаря этому рабочая точка диода смещается в область положительных напряжений, где уменьшается влияние нелинейности вольт-амперной ха­ рактеристики и снижается динамическое сопротивление диода. Если на вход преобразователя с ускорением за­ ряда подать единичный перепад напряжения и коэффи­ циент усиления усилителя в цепи обратной связи пред­ ставить в виде

(3-36)

где К(0) — коэффициент усиления усилителя в стацио­ нарном режиме; тв— постоянная времени усилителя в области высоких частот, а емкостью Сд для простоты пренебречь, то можно показать, что переходная характе­ ристика системы имеет апериодический характер при условии, когда коэффициент усиления усилителя

К ( 0 ) < (Л + 1):

4А

где

При этом достаточно большой коэффициент усиления (.К>10) можно реализовать лишь при условии, когда т3ар/тв>> 1> т. е. в преобразователях с большой постоян­ ной времени заряда тзар, предназначенных для сравни­ тельно длинных импульсов [Л. 70]. При тзар/тв<1 апериодический режим возможен для коэффициента усиления /((0), равного нескольким единицам, что де­ лает систему ускорения малоэффективной. При больших значениях /((0) система работает с выбросами из-за колебательного характера переходной характеристики.

При поступлении на вход устройства импульса с ко­ нечным временем нарастания, например вида

59