книги из ГПНТБ / Маграчев З.В. Аналоговые измерительные преобразователи одиночных сигналов

ре наиболее распространенной схемы ВАП со следящей положительной обратной связью [Л. 119], упрощенная принципиальная и эквивалентная схемы которого при­ ведены на рис. 6 -2 . Коэффициент передачи эмиттерного повторителя ЭП в этой схеме можно представить в виде

I

К ( Р ) = К ( 0) рч + * ’

Рис. 6-2. Время-амплитуднын преобразова­ тель со следящей положительной обратной связью.

с — упрощенная схема; б — эквивалентная схема.

режиме. Тогда операторное изображение напряжения на конденсаторе С будет иметь вид:

Разлагая в уравнении (6-1) экспоненту в степенной ряд и ограничиваясь третьим членом разложения, полу­ чаем:

140

В соотношении (6-2) второй член в скобках характе­ ризует нелинейность функции преобразования

в области малых времен инерционность цепи обратной связи сводит практически к нулю ее эффективность. Вы­ ражение (6-3) справедливо при £ц^0,5тк. Постоянная

ты с высоким динамическим сопротивлением: лампу или транзистор. Ламповые схемы имеют общеизвестные не­ достатки, поэтому в дальнейшем будут рассмотрены только транзисторные преобразователи. В литературе описаны транзисторные преобразователи, у которых в ка­ честве стабилизаторов тока используются каскады с об­ щим эмиттером (Л. 106] или с общей базой [Л. 108, 120, 121]. Предпочтение следует отдать каскаду с общей ба­ зой, поскольку он имеет большее значение выходного сопротивления и более высокое быстродействие. Упро­ щенная схема одного из таких преобразователей приве­ дена на рис. 6-3. [Л. 120]. В этой схеме конденсатор раз­ ряжается через транзистор при поступлении на эмиттер отрицательного импульса, длительность которого равна измеряемому интервалу,

Основным достоинством подобного преобразователя является то, что транзистор Т находится в Открытом состоянии только во время действий входного управляю-

141

щего сигнала. Это позволяет обеспечить значительный ток разряда конденсатора и, следовательно, существенно увеличить уровень выходных импульсов.

Однако скорость разряда конденсатора С в этой схе­ ме в значительной степени зависит от уровня входного сигнала. Это накладывает жесткие требования на ста­ бильность амплитуды и равномерность вершины управ­ ляющего импульса. Этот недостаток, легко устранимый в мпкросекундном диапазоне с помощью ограничителей.

Г

в нано- п пикосекундном диапазоне интервалов времени вырастает в серьезную проблему. Кроме того, как извест­ но, па линейность разряда конденсатора существенное влияние оказывает шунтирующее действие коллекторной нагрузки RK [Л. 73, 122]. С этой точки зрения ее жела­ тельно увеличивать. Однако при этом за счет нестабиль­ ности начального тока коллектора /ко возрастает п не­ стабильность начального напряжения на конденсаторе, что приводит к погрешности преобразования 5V = 8lKoRK. Необходимо отметить также, что при измерении корот­ ких интервалов времени на линейность разряда накопи­ тельного конденсатора существенное влияние оказывает время установления тока коллектора. Рассмотренные не­ достатки затрудняют применение описанной схемы в диа­

[Л. 106, 108]. В этой схеме в исходном состоянии ключ Кл замкнут и через транзистор Т протекает ток, величи­

142

''горного тока через накопительный конденсатор С. По­ скольку ток коллектора практически не зависит от на­ пряжения на коллекторном переходе, заряд конденсато­ ра осуществляется по линейному закону. На примере рассмотренной схемы оценим основные погрешности транзисторных время-амплитудных преобразователей.

Нелинейность преобразования определяется инерци­ онностью транзистора, шунтирующим влиянием сопро­ тивления нагрузки и непостоянством тока коллектора. Инерционность транзистора в основном определяется инерционностью процесса переноса носителей в базе прибора и наличием у транзистора межэлектродных ре­ активностей (емкостей переходов и индуктивностей вы­ водов). Поскольку режим работы транзистора по току в данной схеме мало меняется при переходе от исходно­ го состояния к процессу заряда накопительного конден­ сатора, инерционность переноса практически не влияет на линейность преобразования. Индуктивность выводов транзисторов в диапазоне малых измеряемых интерва­ лов, напротив, оказывает стабилизирующее действие на ток коллектора и тем самым способствует повышению линейности в этом диапазоне.

Существенное ухудшение точности преобразователя в наносекундном диапазоне вызывает наличие емкости коллекторного перехода, величина которой является функцией напряжения на коллекторе. Погрешность, вно­ симую этим фактором, можно определить, если исполь­ зовать линейную аппроксимацию коллекторной характе­ ристики каскада:

При такой аппроксимации эквивалентная схема ка­ скада имеет вид, представленный на рис. 6-4,6. Конден­ сатор Ск в данной схеме обозначает емкость коллектор­ ного перехода. Как известно [Л. 123, 124], величина этой емкости определяется в основном барьерной составляю­ щей, для которой справедливо соотношение

где фк — контактная разность потенциалов перехода; С0— емкость коллекторного перехода при Пк= 0.

143

Дальнейшее повышение точности преобразования м о ­ жет быть достигнуто путем включения вместо Ва источ: ника с положительным температурным коэффициентом напряжения.

Такие методы стабилизации тока заряда, позволяя получить сравнительно высокие точностные характери­ стики преобразователей (температурная нестабильность около 1—3 псекГС [Л. 100, 108]), приводят, однако к су­ щественному усложнению схемы ВАП.

Несмотря на отмеченные выше недостатки, времяамплитудпые преобразователи в совокупности с ампли­ тудными анализаторами позволяют измерять интервалы времени короче 1 нсек. Точность измерения серийно выпускаемых некоторыми зарубежными фирмами преоб­ разователей в наносекундном диапазоне составляет 2 —■ 5% при разрешающей способности порядка нескольких десятков пикосекунд [Л. 13].

6-2. Преобразователи масштаба времени

Временные измерения с помощью ВАП возможны при наличии амплитудных анализаторов или импульсных вольтметров для измерения амплитуды пилообразного напряжения. Очевидно использование комплекса ВАП—

Рис. 6-5. Блок-схема (а) и эпюры напряжений (б) линейного ПМВ.

анализатор для однократных измерений или для по­ строения измерителей временных интервалов широкого применения экономически не оправдано. Применение вольтметров одиночных импульсов характеризуется су­ щественной погрешностью в наносекундном диапазоне. Рассмотрим другие возможности.

146

Д идеальным. Тогда

Дифференцируя (6 -1 0 ), найдем относительную погреш­ ность преобразования интервала из-за изменения емко­ стей:

где 6 С и 6 Сп— относительные нестабильности емкостей. Очевидно, что при соизмеримых значениях С и Сп величина нестабильности, вносимая этими емкостями,

может оказаться существенной.

Другим источником погрешности ПМВ является на­ личие токов утечки. Влияние этого фактора "особенно существенно при измерении коротких интервалов, когда с целью получения высокого коэффициента преобразова­ ния работа преобразователя происходит в режиме ма­ лых разрядных токов накопительного конденсатора. Сум­ марный ток утечки накопительного конденсатора можно представить в виде

где /уо — независимая от напряжения па конденсаторе составляющая тока утечки; Яш— эквивалентное сопро­ тивление, шунтирующее конденсатор.

С учетом формулы (6-12) преобразованный интервал равен:

где

Выражение для погрешности из-за нелинейности при этом имеет вид:

87' - = т й г 1п( |+ ^ ) “ 1'

где

•заР

К'п-

' РнЗ~1” ^ уо

Полагая K ' J a < тш, получаем:

148

Положим скорость счета измерителя преобразован­ ного интервала равной 100 Мгц. Тогда при измерении интервалов в диапазоне 0 , 1 — 1 нсек с допустимой по­ грешностью за счет дискретности 1 % минимальный ко­ эффициент преобразования должен быть равен [см. фор­

но затруднительно.

Аналогично обстоит дело с током /уоЕго изменение

Для того чтобы изменение тока утечки не влияло на разрешающую способность преобразователя, его вели­ чина /уо должна быть по крайней мере на порядок мень­ ше /раз, т. е. /уо^О,1 мка. Обеспечить такой ток утечки при современном состоянии полупроводниковой техники практически невозможно.

Увеличение коэффициента преобразования за счет увеличения зарядного тока Дар ограничивается допусти­ мой мощностью транзисторов, причем с увеличением мощности, как правило, растут величины паразитных параметров транзисторов (в частности, емкость коллек­ торного перехода).

Таким образом, построение высокоточных ПМВ с ли­

149