книги из ГПНТБ / Маграчев З.В. Аналоговые измерительные преобразователи одиночных сигналов

жения на конденсаторах отличаются на величину

Тогда, имея в виду (5-25), можно записать выражение для функции преобразования:

Как видно из выражения (5-29), неточность сравне­ ния вызывает смещение функции относительно начала

130

стабильность можно не учитывать. Из выражения (5-30) найдем погрешность от указанных нестабильностей:

Из полученных выражений видно, что нестабильность функции преобразования линейно зависит от величины коэффициента преобразования; это накладывает жест­ кие требования на стабильность структуры преобразова­ теля и не позволяет реализовать высокое разрешение при больших коэффициентах преобразования. Так, на­ пример, из выражения (5-33) видно, что даже при срав­ нительно низком значении /<п=Ю н UnjE = 10~3 одно­ процентное разрешение может быть достигнуто при ста­

Это требование также является достаточно жестким. Проведенный анализ показывает, что удовлетвори­

тельные метрологические характеристики в верньерных преобразователях с экспоненциальными функциями мо­ гут быть достигнуты при низких значениях Кп, что со­ ответственно сужает область их использования в наносекундном диапазоне.

Упрощенная схема верньерного преобразователя дру­ гого типа приведена на рис. 5-6,в. В этой схеме используются синусоидальные функции вида

где

«, = 1/КАСГО, = 1/K4A •

Включение синусоидальных напряжений производит­ ся размыканием ключей К л{ и Клг. В моменты появле­ ния старт- и стоп-импульсов. Как и в предыдущей схе­ ме, здесь используется принцип амплитудного сравне­ ния, т. е. выявляется момент равенства мгновенного значения двух функций. Коэффициент преобразования

132

Определяется выражением

(5-36)

В рассмотренной схеме можно обеспечить достаточ­ но высокую стабильность коэффициента преобразования, так как он определяется отношением частот coi/a>2 в от­ личие от схемы (рис. 5-6,а), где стабильность коэффи­ циента преобразования зависит от стабильности отноше­ ния постоянных времени заряда. Из формулы (5-36) нетрудно найти погрешность, вносимую нестабильностью параметров LC-контуров.

где T, = LiC,; хг=ЬчС%.

Отсюда видно, что влияние нестабильности элементов схемы на погрешность у преобразователя с синусоидаль­

связанные с чувствительностью схемы сравнения и флюк­ туациями порога ее срабатывания Un, так же как и в предыдущей схеме, пропорциональны коэффициенту пре­ образования и ограничивают его максимальное значение величиной /Сп.макс= Ю. Кроме того, в схемах на конту­ рах ударного возбуждения амплитуда колебаний в кон­ туре зависит от начального значения тока, протекаю­ щего через катушку индуктивности. Этот ток зависит от напряжения питания Е и внутреннего сопротивления ключей Кл 1 и Клг, которые трудно сделать идентичны­ ми и высокостабильными. В результате не обеспечива­ ется с необходимой точностью условие Hm,= 5/m2, что приводит к дополнительной погрешности [Л. 8 8 ].

Преобразователи с линейными функциями напряже­ ния по существу являются модификацией перечисленных выше схем с тем отличием, что при этом используется лишь начальный участок экспоненциальной пли синусои­ дальной функции, который в первом приближении мож­ но считать линейным. При этом сохраняются преимуще­ ства, присущие основной схеме и существенно уменьша­ ются погрешности, вносимые схемой сравнения при больших коэффициентах преобразования.

Недостаточная экономичность линейных преобразова­ телей (малый коэффициент использования напряжения)

133

является существенным недостатком таких преобразова­ телей. Общим недостатком рассмотренных устройств является трудность получения высоких коэффициентов преобразования вследствие нестабильности структуры преобразователей.

В связи с изложенным представляет интерес вопрос каскадирования подобных преобразователей. При нор­ мальном законе распределения суммарной погрешности и ее частных составляющих, что обычно имеет место в реальных условиях, суммарная погрешность т-ка­ скадного преобразователя, определяемая каждым из рассмотренных выше факторов, равна:

где бг — относительное изменение дестабилизирующего фактора; о,- — коэффициент пропорциональности; I{ni — коэффициент преобразования i-ro каскада.

В случае идентичных каскадов

Как следует из формул (5-39) и (5-40), погрешность однокаскадного преобразователя превышает погреш­ ность m-каскадного преобразователя с аналогичными техническими характеристиками в v раз:

_ i _

v = K,n- lm 2 . nt

Например, для in = 3 и Кп=1 000 v= 58. Это позволя­ ет использовать каскадное включение верньерных пре­ образователей и реализовать высокий коэффициент пре­ образования при относительно низких погрешностях. Однако при этом схема, конструкция и настройка пре­ образователя несколько усложняются, а его надежность падает.

134

такого устройства приведена на рис. 5-7,а. В этой схеме триггер Тг формирует отрицательный импульс длитель­ ностью, равной измеряемому интервалу времени между сигналами, поступающими на входы 1 и 2. Этот импульс через диод Д прикладывается к базе транзистора Т и вызывает приток неосновных носителей в базу. Коли­

тр — время жизни неосновных носителей.

При обеспечении условия ^ц<Стр заряд, накоплен­ ный на базе, можно считать пропорциональным изме­

Рассасывание носителей производится током коллек­ тора, в цепь которого включен стабилизатор тока СТ. Поскольку ток рассасывания постоянен, напряжение на коллекторе будет изменяться по линейному закону. Окончание рассасывания фиксируется амплитудным ди­ скриминатором АД, который срабатывает при напряже­ нии на коллекторе, равном нулю. Диод Д в данной схе-

135

ме необходим для предотвращения рассасывания заря­ да Q через базовую цепь транзистора.

Рассмотренный метод имеет ряд недостатков, огра­ ничивающих его использование в радиоизмерительной технике. Так, для получения линейного преобразования необходимо, чтобы выполнялось условие ^и-СТр, что труд­ но обеспечить в широком диапазоне измеряемых вели­ чин. В связи с этим расширение пределов измерения возможно лишь путем замены типа транзистора (с дру­ гим временем жизни тР-).

Кроме того, наличие значительной емкости перехода эмиттер — база у транзистора приводит к рассасыва­ нию части накопленного в базе заряда за счет переза­ ряда этой емкости в момент окончания измеряемого интервала, что ухудшает линейность преобразования. К этому можно добавить, что ток базы if, у транзисто­ ров существенно зависит от температуры, вызывая не­ однозначность результата преобразования (5-42) при изменении температурных условий.

В ряде работ [Л. 13, 98, 99] описываются линейные индуктивные преобразователи, у которых в качестве на­ копителей энергии применен дроссель. На рис. 5-7,6 при­ ведена схема такого устройства. Стартовый импульс за­

закону. Столовый импульс размыкает ключ Клг, отсое­ диняя дроссель L от источника Е. В момент размыкания ток через дроссель

Если считать, что вся энергия, накопленная в дрос­ селе за время tn, передается конденсатору, то макси­ мальное напряжение на нем

Разряжая конденсатор по линейному закону через стабилизатор тока СТ, нетрудно осуществить амплитуд­ но-временное преобразование.

Преобразователи с индуктивными накопителями от­ личаются простотой схемной реализации, однако их при­ менение для измерения коротких интервалов времени наталкивается на серьезные трудности.

136

Условие линейности преобразования приво­ дит к необходимости увеличения индуктивности, что, как видно, из формулы (5-44), вызывает снижение напряже­ ния на конденсаторе Uc макс. При этом существенно воз­ растают погрешности преобразования, связанные с не­ линейностью вольт-амперной характеристики диода.

Наиболее широкое распространение получили преоб­ разователи, использующие в качестве накопительного элемента конденсатор. Такие преобразователи могут строиться на принципе линейного заряда, когда напря­ жение

о

является линейной функцией времени.

Линеаризация заряда обеспечивается с помощью ста­ билизаторов тока, в качестве которых могут использо­

[Л. ПО— 113]. Токостабилизирующие устройства с обрат­ ной связью, несмотря на высокую стабильность, не мо­ гут быть использованы в наносекундном диапазоне из-за задеожки, возникающей в цепи обратной связи.

Стабилизаторы тока, использующие элементы с вы­ соким внутренним сопротивлением (лампы, транзисто­ ры), напротив, обладают значительным быстродействи­ ем, но в большей степени подвержены влиянию деста­ билизирующих факторов (изменению температуры, пи­ тающих напряжений и пр.).

В последнее время находят применение преобразо­ ватели с пассивной стабилизацией тока заряда. В этих стабилизаторах используется начальный участок экспо­ ненциальной функции заряда конденсатора через рези­ стор [Л. 13 и 114— 117]. Простота и надежность таких схем, сочетающаяся с высокой точностью и быстродей­ ствием, позволяет применять их в наносекундном диапа­ зоне. Как известно, погрешность за счет нелинейности

137

U с макс — Ш в, получив iianj3 si>keinte пиФайня £' = 500 в ;

отсюда понятна неэкономичность этого метода. Свободными от указанных недостатков являются ком­

пенсационные методы преобразования, в которых нели­ нейность функции заряда компенсируется на втором эта­ пе преобразования — считывании информации.

Компенсационные преобразователи могут быть по­ строены по схеме с авторегулнрованием скорости разряда, с динамическим и статическим запоминанием.

Преобразователи с линейной функцией заряда полу­ чили широкое распространение в основном при построе­ нии ВАП и ПМВ, с компенсацией нелинейности — при построении ПМВ. В последующих главах будут рассмо­ трены ВАП и ПМВ на их основе, а затем компенсацион­ ные преобразователи.

Г л а в а ш е с т а я

Линейные время-амплитудные и масштабно-временные преобразователи

6-1. Время-амплитудные преобразователи

Широкое использование время-амплитудных преоб­ разователей в ядерной физике обусловлено наличием в физических лабораториях многоканальных амплитуд­ ных анализаторов, позволяющих производить регистра­ цию измеряемых интервалов времени методом времяамплитудного преобразования. Рассмотрим возможности этого метода преобразования с точки зрения использова­ ния его в измерительной аппаратуре общего примене­ ния.

В основу построения время-амплитудных преобразо­ вателей ВАП положен принцип накопления энергии за измеряемый интервал времени. На рис. 6-1 приведена обобщенная блок-схема ВАП, в которой формирователи Ф1 и Ф2 управляют ключом Кл, обеспечивающим вклю­ чение интегрирующего каскада ИК на время существо­ вания измеряемого интервала. Интегрирующий каскад обычно содержит накопительный элемент (конденсатор или дроссель) и устройство для линеаризации функции преобразования (стабилизатор тока или напряжения).

138

По ряду причин (см. гл. 5) наибольшее распространение получили конденсаторные ВАП, использующие заряд накопительного конденсатора постоянным током.

В [Л. 13] достаточно полно рассмотрены вопросы классификации методов построения и схемной реализа­ ции ВАП. При создании на основе ВАП измерительной аппаратуры общего применения важное значение приоб­

билизации тока заряда устройств с положительной или отрицательной связью; 2 ) с использованием для стаби­ лизации нелинейных элементов с высоким динамическим сопротивлением; 3) с использованием начального уча­ стка экспоненциальной функции при заряде от источни­ ка с высоким напряжением. Последний способ не нашел широкого применения из-за его энергетической неэконо­ мичности.

Время-амплитудные преобразователи, у которых в ка­ честве стабилизаторов тока применяются интеграторы с обратной связью, позволяют получить высокую линей­ ность преобразования в широком диапазоне временных интервалов и сравнительно большой уровень выходных напряжений [Л. 117— 119]. Последнее обстоятельство имеет немаловажное значение, поскольку дает возмож­ ность исключить выходной усилитель п связанные с ним дополнительные нелинейности и нестабильность. Подоб­ ные преобразователи имеют высокую стабильность пре­ образования, так как скорость изменения напряжения на накопительном конденсаторе практически определя­ ется R и С-параметрамн схемы. Однако при измерении коротких интервалов времени существенное влияние на точность работы таких преобразователей оказывает инерционность обратной связи, Покажем это на приме­

139