книги из ГПНТБ / Маграчев З.В. Аналоговые измерительные преобразователи одиночных сигналов

наличие колебательного процесса на переходной харак­ теристике системы даже для значительных коэффициен­ тов усиления Л’ (0) при определенных условиях не приво­ дит к выбросу выходной функции системы:

__ <_

Функция (3-37) не имеет выброса и монотонно стре­ мится к единице при условии:

(3-38)

Ч

где а = (Л + 1)/2Лтв.

Условие (3-38) связывает переходную характеристи­ ку системы с временной характеристикой входного сиг­

Из неравенства (3-39) можно найти минимальную постоянную времени фронта входного сигнала Тф.мин и максимальный коэффициент усиления Я’(0) макс, при ко­ торых для реализованного в системе значения тв отсут­ ствуют выбросы иа выходной функции. При этом для усилителя на лампах постоянную времени тв можно представить в виде тв = /С(0)тлм, где тЛм = C0/S — по­ стоянная .времени лампы с крутизной 5, нагруженной в цепи анода общей паразитной емкостью Со. Значения тлм для различных ламп приведены в [Л. 71]. Тогда для усилителя на лампах будем иметь [Л. 9]:

^Ф.мин — — 3,5тлм -\- ■j/" 12т^м -(- ЮтзарТлм ,

откуда видно, что параметры /С(0)Макс и Тф.М|Ш однознач­ но определяются добротностью усилительного каскада и постоянной времени заряда преобразователя.

90

При использовании транзисторного усилителя Необ­ ходимо учитывать комплексный характер его выходного сопротивления [Л. 72]:

тока коллектора в базовую цепь; р0 — коэффициент уси­ ления по току.

Отметим, что для уменьшения инерционности усили­ теля в цепи обратной связи следует использовать тран­ зисторы с высоким быстродействием и добротностью (например, К.Т325, ГТ329, ГТЗЗО и т. п.).

С целью уменьшения задержки в цепи обратной свя­ зи целесообразно применение преобразователя с закры­ тым входом (рис. 3-16,6), в котором отрицательная обратная связь охватывает только зарядный диод. По данным И. С. Крашенинникова {Л. 39] эта схема позво­ ляет также, в отличие от прочих возможных вариантов включения, уменьшить влияние нелинейности полупро­ водниковых переходов и, в частности, нелинейных пара­ зитных емкостей диодов и транзисторов.

Проведенный анализ не учитывает нелинейность вольт-амперной характеристики диода. Однако введение обратной связи, уменьшающей эквивалентную постоян­ ную времени заряда в К раз, увеличивает пределы при­ менимости линейной аппроксимации характеристики диода приблизительно на такую же величину, что дает возможность использовать полученные выше результаты до напряжений 1— 1,5 в для вакуумных диодов и 0,2— 0,5 в для полупроводниковых диодов. Это объясняется тем, что обратная связь смещает рабочую точку диода в область линейного участка вольт-амперной характе­ ристики. Можно показать, например, что при использо­ вании ускоряющей системы в преобразователе с вакуум­ ным диодом погрешность при заряде описывается выра­ жением

91

Сравним nofpeimiocfii при заряде с учетом нелиней­ ности вольт-амперной характеристики диода для про­ стого диодно-конденсаторного преобразователя (2-37) и преобразователя с ускорением заряда. Зададимся С/То'=

да получим погрешность бС/зар = 1 %, а в простом диодно­ конденсаторном преобразователе бt/3ap~ 50%. Таким образом, выигрыш в уменьшении погрешности при заряде для малых напряжений превосходит коэффициент уси­ ления усилителя в цепи обратной связи. Это естествен­ но. При линейной аппроксимации характеристик диода выигрыш приблизительно равняется коэффициенту уси­ ления, так как в К раз уменьшается постоянная времени заряда. В системах с нелинейной характеристикой выиг­ рыш получается большим, потому что уменьшается экви­ валентная постоянная времени заряда и, кроме того, рабочая точка диода перемещается в область меньшей нелинейности вольт-амперной характеристики. Преобра­

где возрастает эквивалентная постоянная времени заря­ да и условие (3-39) легче реализовать. Практически при погрешности St/3ap< 10% можно обеспечить преобразо­ вание импульсных сигналов с минимальным напряже­ нием до 100 мв и минимальной длительностью до 20— 30 нсек [Л. 74]. Методика расчета преобразователей с ускорением заряда изложена в [Л. 34].

Полученные выше выражения позволяют также ре­ шать задачу синтеза систем ускорения: по заданным вре­ менным характеристикам преобразуемого сигнала и по­ грешности выбрать усилительное звено, его коэффициент усиления и переходную характеристику, при которых от­ сутствуют выбросы в выходной функции системы.

3-7. Разрядные устройства с отрицательной и положительной обратными связями

Отрицательные и положительные обратные связи ши­ роко используются в РИ и АВП для замедления разряда накопительного конденсатора и стабилизации тока раз­ ряда. Класс этих устройств весьма разнообразен, ввиду чего мы рассмотрим лишь некоторые из них, нашедшие наиболее широкое применение.

92

Системы с отрицательной обратной связью. Для за­ медления разряда конденсатора в РИ может быть при­ менена система, блок-схема которой приведена .на

рис. 3-17,а.

Предполагается, что в данной системе используется усилитель, имеющий входное сопротивление R Bx.ус = °°> выходное Яиых.ус=0 и коэффициент усиления, равный К. Будем считать, что за время существования импульса

Рис. 3-17. Расширители импульсов с отрицательной обратной связью для замедления разряда накопительного конденсатора.

конденсатор Сп зарядился через диод и выходное сопро­ тивление усилителя до максимального напряжения рас­ ширяемого импульса Um. В момент окончания импульса t = tu конденсатор начинает разряжаться и одновремен­ но ключом Кл вводится обратная связь через усилитель.

В соответствии с формулой (2-7) в момент окончания входного импульса напряжение на конденсаторе Uc(tn)'—KpUm- Тогда, полагая /С>'1, нетрудно получить выражение для выходной функции системы в режиме за­ поминания [Л. 9].

^ вы х О О ^ -К р Ц п е х р [ tfHCn (l + К ) ] ' (3 "4 1 )

Отсчет времени в выражении (3-41) ведется от мо­ мента окончания входного импульса. Как видно из по­ лученного выражения, конденсатор в данной схеме раз­ ряжается с эквивалентной постоянной времени в (К+.1) раз большей, чем в обычном диодно-конденсаторном расширителе. При /С^>1 эквивалентную постоянную вре­ мени разряда, а следовательно, и выигрыш в уменьше­ нии ошибки запоминания можно получить значитель­ ными.

93

Блок-схема другой системы с отрицательной обрат­ ной связью приведена на рис. 3-17,6. Чтобы сопротивле­ ние Ri не влияло на постоянную времени заряда, оно в течение прохождения импульса замыкается накоротко ключом Кл. В момент окончания импульса размыканием этого ключа вводится обратная связь. В процессе разря­ да конденсатора Сы на сопротивлении Ri выделяется от­ рицательное напряжение, являющееся входным для уси­ лителя обратной связи с коэффициентом усиления К- Обратная связь осуществляется с выхода усилител'я че­ рез сопротивление /?2 на конденсатор Снак. Обычно в по­ добных системах R u ^ R i + Rz и выходная функция си­ стемы имеет вид (3-41).

Из приведенного анализ видно, что большой выиг­ рыш в увеличении эквивалентной постоянной времени разряда, а следовательно, и уменьшении ошибки запо­ минания является бесспорным достоинством систем с отрицательной обратной связью. Некоторым недостат­ ком рассматриваемых систем является необходимость применения в цепи обратной'связи усилителя постоян­ ного тока, что повышает требования к стабильности источников питания.

Примеры практической реализации рассмотренных методов и характеристики некоторых их схем приведены в [Л. 48]. В одной из них, разработанной на основе инте­ гратора, был достигнут коэффициент расширения /(.,=

= 5- Ю6 при погрешности бН3ар = б(7311= 1 %. Использование отрицательных обратных связей для

повышения динамического сопротивления токостабилнзирующих двухполюсников, применяемых в РУ ампли­ тудно-временных преобразователен, общеизвестно [Л. 20, 21, 39, 51], в связи с чем мы на них не будем останавли­ ваться.

Системы с положительной обратной связью. Как из­ вестно, системы с положительной обратной связью обла­ дают достаточной степенью устойчивости, если коэффи­ циент усиления в цепи обратной связи К0.с<1. Обычно это имеет место при использовании катодных, эмиттерных или истоковых повторителей, у которых коэффи­ циент передачи по напряжению близок к единице.

Один из возможных вариантов реализации такой си­ стемы для РИ представлен на рис. 3-18,а. При С^>СИ заряд накопительного конденсатора осуществляется так­ же, как и в обычном РИ. При разряде конденсатора Сц

94

с помощью развязывающего каскада РК (обычно это катодный или истоковый повторитель) происходит под­ заряд конденсатора С таким образом, что выходное на­ пряжение РИ определяется суммой напряжений на обоих конденсаторах. Можно показать, что рассматриваемая система работает в колебательном режиме при т< 4траз и в апериодическом — при т > 4 т раз, где x= C R , а траз= = CtfRи. Более предпочтительным является колебатель-

Рнс. 3-18. Преобразователи с положительной обратной связью.

а — расширитель импульсов; б — амплитудно-временной преобразователь.

ный режим, при котором можно существенно увеличить время запоминания 7'зп. При этом выходная функция си­ стемы определяется выражением

минания Г3.ш которое при малых бU3a можно рассчиты­ вать по формуле

Т 'з.п «=* 2 ,8 т раз V |8t/,.B|.

Обычно используют режим, при котором т< 2траз, т. е. допускают небольшую положительную погрешность

95

Г л а в а ч е т в е р т а я

Двухканальный метод преобразования

4-1. Основы теории двухканального преобразования

Существенное улучшение характеристик диодно-кон­ денсаторных преобразователей одиночных импульсов в области малых напряжений и длительностей измеряе­ мых сигналов может быть достигнуто путем введения второго канала преобразования. В этом случае при при­ близительно одинаковой параметрической чувствитель­ ности преобразователей каждого.канала к тем или иным внешним воздействиям, в том числе и входным сигна­ лам, может быть обеспечена квазииивариантность пара­ метров всего преобразователя по отношению к этим воз­ действиям и их вариациям [Л. 152].

Подобный метод был использован для уменьшения погрешности диодных детекторов, возникающей за счет скважности [Л. 75], а также в стробоскопическом вольт­ метре В4-9 при измерении периодических сигналов нано-

нашел применение при разработке измерительных преоб­ разователей вольтметров одиночных импульсов В4-15 и В4-17 1[Л. 19, 454], где второй канал используется для уменьшения погрешностей, обусловленных иедозарядом накопительного конденсатора. Ниже будут рассмотрены вопросы теории этого метода.

В работах [Л. 55, 6 6 , 67, 77] показано, что абсолют­ ные значения зарядных погрешностей А47зар одноканальиых диодно-конденсаторных преобразователей .при опре­ деленных условиях не зависят или мало зависят от ве­ личины напряжения преобразуемого сигнала. Это обстоятельство позволяет при использовании двухканаль­ ного метода путем вычитания выходных функций кана­ лов снизить погрешность преобразования в области ма­ лых напряжений и длительностей измеряемых импуль­ сов.

На рис. 4-1 представлена функциональная схема та­ кого двухканального преобразователя. Измеряемый импульс подается непосредственно на преобразователь 1 и через делитель Ri—R2 на преобразователь 2. Выход-

7 — 4 4 9

шем анализе нами будет рассматриваться функция на­ копления, поэтому полученные результаты будут, разу­ меется, применимы как для РИ, так и для АВП. Пред­ положим, что двухканальный преобразователь выполнен в виде РИ. Тогда в момент окончания входного импуль­ са напряжением Um максимальное напряжение на выхо­ де РИ в каждом канале будет:

Выходное напряжение вычитающего устройства опре­

где Кв — коэффициент передачи вычитающего устройст­ ва, п = Я 2/ {R1 + R2 ) — коэффициент передачи входного де­ лителя; А(Узар — абсолютная зарядная погрешность двух­ канального преобразователя.

Величина АП3ар определяется разностью абсолютных значений зарядных погрешностей в каналах

При прямоугольном входном сигнале

днзаР1= к ^ р); |

(4-4)

Л{/заР2 = - ^ М Р ) , j

где fi,2 (P) =<р(Н, т ) — логарифмические функции па­ раметров преобразователя, длительности и напряжения входного импульса, определяемые выражениями (2-37), (2-40), (2-41).

98

Очевидно, зарядная погрешность двухканального пре­ образователя (4-3) равна нулю при условии A(/3api= =At/3ap2. В этом случае

Е/вых=Кв(1-я)£/т. (4-5)

Условие (4-5) выполнимо, если заря/шые погрешнос­ ти (4-4) не зависят от величины Um и являются одной и той же функцией длительности измеряемого сигнала

Д Узар1 =Л'5/зар2 = / (^и) •

Рассмотрим возможности реализации этого условия. Будем считать, что вольт-амперные характеристики по­ лупроводниковых и вакуумных диодов в рабочем диапа­ зоне напряжений описываются экспоненциальными функ­ циями вида (2-30), (2-32) (см. рис. 2-14), причем для простоты рассмотрим вначале случай, когда эти харак­ теристики полностью идентичны, т. е. >ы= Яг= А, и Isi = = /s2= / s, а на вход преобразователя поступает импульс прямоугольной формы.

Тогда, учитывая выражения (4-3) и (2-41) для заряд­

экспоненциальном участке вольт-амперной характеристи­ ки, определяемая для вакуумных и полупроводниковых диодов выражениями (2-37), (2-40). Из выражения (4-6) видно, что зарядная погрешность А£/зар двухканального преобразователя, вообще говоря, зависит от напряже­ ния импульсов Um-

Однако можно показать [Л. 64], что при выполнении

эта зависимость становится настолько незначительной, что погрешности At/3aPi, 2 практически определяются только величинами конденсаторов CHi и Сн2 и вольтамперными характеристиками диодов. При этом в случае