книги из ГПНТБ / Приемные устройства радиолокационных сигналов конспект лекций

\

Следует подчеркнуть, что полезная составляющая (выделена квадратом) обусловлена только квадратичным членом рядами?. Кроме нее имеется большое число лишних составляющих, удалить которые можно двумя способами:

1 ) путем компенсации схемными методами;

2) путем фильтрации выходного напряжения ПН.

На практике используются оба способа, причем чаще всего од­ новременно.

Рассмотрим схемный метод или способ компенсации. Его ис­ пользование принципиально необходимо в случае одинаковых не­ сущих частот перемножаемых колебаний ( / 1 = /2 ) когда на «нуле­ вой» разностной частоте наряду с взаимным спектром присутству­ ют оба автоспектра — результат детектирования входных напря­ жений. Последние невозможно отфильтровать, их можно только скомпенсировать.

Идея компенсации автоспектров аналогична идее компенсации шумов гетеродина в балансных ПЧ. Она состоит в том, что ПН образуется из двух идентичных плеч (рис. 79). Одно из входных

Рис. 79

напряжений подается на плечи в противофазе и производится вы­ читание напряжений или токов -плеч. Так, в цепи диода Д\ дей­

ствует суммарное м2_Ь 2 “>а в Чепн диода Д2 — разностноем2—

напряжения. Выходное напряжение балансного ПН U xв=(/, —і,)/? пропорционально разности токов:

і I — i2 =tt«j-f-2 ßtt1 « 2 -+-...

Как видно, в строго симметричной балансной схеме ПН сохра­ нились только составляющие, содержащие нечетные степени ии и

соответствующие им спектральные компоненты с частотами Wj, |ш,_

—U>2|, (Dj+U^ и т. д.

По наметившемуся пути можно сделать еще один шаг.

Возьмем две одинаковые балансные схемы, в одной из ншс из­ меним знаки обоих входных напряжений на обратные, а выходные напряжения просуммируем. Такой результат получается в коль­ цевом ПН рис. 80,б,. который является объединением двух балансных схем рис. 80,а и б. Его выходное напряжение Ѵук—(/,—і2 + i s — i4)R пропорционально току

h —h + h ~ i i := ^ u lu3+...,

ПО

а) Корреляционные детекторы типа ФД

КД данного типа применяются для обработки сигналов с оди­ наковыми несущими частотами (/і = /г). Ввиду необходимости ком­ пенсации автоспектров они содержат балансные или кольцевые ПН, нагрузками которых в простейшем случае являются пассив­ ные интегрирующие RC фильтры. Фильтры образуются включе­ нием конденсаторов С параллельно сопротивлениям нагрузок плеч (на рис. 79 и 80,я показаны пунктиром). Они отфильтровывают составляющие с частотами /ь /з. /і-Ь/ 2 для балансной-схемы и /і+ / 2 — Для кольцевой.

Напряжения на выходе балансного и кольцевого КД с учетом фильтрации равны

^х б = р Ш ,і/2:

иХк ~ ^ к и ги 2

или, возвращаясь к сигналам с реальными спектрами и учитывая усреднение в интеграторе.

і/кл=/ОД/,(Л Ш(і-т).

где

£/,(/) и Д2(і —Д —комплексные амплитуды входных колебаний; Iß/? (для балансной схемы)

К*= Ь /? (для кольцевой схемы)-км ф ф иш ,еит "ереяач" ПН' (.Коэффициент передачи пассивного интегратора Кн полагаем равным единице). Таким образом, напряжение на выходе КД пропорционально значению оценки взаимной корреляционной функции входных напряжений z T{x). Для получения модульного

значения 2 г(Д (значения огибающей гг(Д) необходимо приме­ нить схему квадратурной обработки [!|.

Рассмотренные КД, содержащие ПН с выходом по низкой, ча­ стоте, получили свое название (КД типа ФД) в связи с тем, что их схемы по начертанию похожи на схемы ФД. Отличие КД от ФД заключено в режиме работы: в ПН используется квадратич­ ный участок ВАХ диодов. Для работы в квадратичном режиме амплитуды входных колебаний должны быть достаточно малыми (сотые или десятые доли В). При этом К хС 1 и становится оче­ видной необходимость последующего усиления выходных колеба­ ний КД с пассивными фильтрами, то есть применения активных интегрирующих фильтров — УНЧ. С включением в состав КД

В КД этого типа производится предварительный сдвиг несущей частоты одного из перемножаемых колебаний на величину /іо перед

112

I

подачей их на ПН. Свертка спектра сигнала получается на часто­ те сдвига /о, которую можно выбрать вне зон, занятых спектрами низкочастотных и высокочастотных мешающих составляющих — автоспектрами и спектрами входных сигналов. В этом случае схем­ ная компенсация может не понадобиться. Достаточно выходное напряжение ПН, полезная составляющая которого имеет проме­ жуточную частоту, подвергнуть фильтрации с помощью узкополос­ ного УПЧ— интегратора (УПЧИ).

Структурная схема КД типа смесителя приведена на рис. 81,

Рис. 81

Взаимный сдвиг спектров сигналов достигается путем включе­ ния на одном из входов ПН вспомогательного преобразователя частоты, состоящего из смесителя См, гетеродина сдвига и полосо­ вого фильтра ПФ. В качестве ПН можно использовать смесители любого известного типа — односеточные, многосеточные, диодные. По начертанию Схем такие ПН не отличаются от смесителей, одна­ ко имеют характерный режим работы, об особенностях которого уже говорилось выше.

Выходное напряжение ПН фильтруется, усредняется и усили­ вается активным полосовым фильтром-интегратором УПЧИ, настро­ енным на частоту сдвига /о. Амплитуда напряжения на выходе УПЧИ пропорциональна значению огибающей функции взаимной корреляции или модульному значению корреляционного интеграла Zr(t), а фаза содержит информацию о разности фаз исходных сиг­ налов и включает фазу колебаний гетеродина сдвига. Поэтому для получения напряжения, пропорционального модульному значению Z T ( т ) , достаточно продетектировать выходное напряжение УПЧИ с помощью амплитудного детектора АД(і/кді=Лгкді^г(т), где ЛГкді==

= /( хАи^АДі )-

При необходимости сохранить информацию о разности фаз при­ нятых сигналов и получить напряжение, пропорциональное значе­ нию корреляционного интеграла zT{т), выходное напряжение УПЧИ

следует продетектировать с помощью синхронного детектора СД, на который © качестве опорных поступают колебания гетеродина сдви

диодам и триодам отдавалось в силу большей, чем у полупровод­ никовых, идентичности и стабильности их ВАХ, что облегчает сим­ метрирование схем. Успехи технологии производства полупроводни­ ковых приборов и интегральных микросхем делают перспективным их использование в ПН.

Сравнение двух рассмотренных типов КД позволяет сделать следующие выводы.

В случае вычисления интеграла zr(т) КД типа смесителя оказывается несколько сложнее, чем КД типа ФД. Однако он имеет неоспоримые преимущества в случае вычисления модульного значения Zr(x), так как не требует обработки сигналов в квадра­ турных канал-ах.

Кроме того, преимущества КД типа смесителя связаны с бо­ лее широкими возможностями обработки колебаний на промежу­ точной частоте по сравнению с обработкой на низкой частоте. В ча­ стности, облегчается управление частотой и фазой колебаний. При обработке длительных сигналов для обеспечения большого времени накопления можно построить УПЧИ по схеме с многократным пре­ образованием частоты, применив фильтры с высокодобротными кварцевыми резонаторами.

Наконец, КД типа смесителя обеспечивает при одинаковых схе­ мах ПН более высокое качество перемножения, которое характери­ зуется относительным уровнем лишних составляющих в выходном напряжении ПН. Это обусловлено проявлением на низкой частоте эффекта детектирования и наличием автоспектров, подлежащих компенсации. На практике в силу неполной симметрии балансных и кольцевых схем компенсация автоспектров может быть только ча­ стичной.

Указанные достоинства обусловили преимущественное исполь­ зование в настоящее время КД типа смесителя с ПН, имеющими выход по промежуточной частоте.

8.6.Качественные показатели корреляционных детекторов

Основными качественными показателями КД являются следу­ ющие.

-1 ) Коэффициент передачи по напряжению

КкА—КхКуі ‘ А'аД(СД).

где

Ки и /Сад(сд) —коэффициенты передачи по напряжен ию ин­ тегратора и детектора;

и х К х = ~ коэффициент передачи ПН;

1 dH

ß— ~ ä J i — параметр ВАХ нелинейного элемента.