книги из ГПНТБ / Пахлавян, А. Н. Радиопередающие устройства учебник

нополосной работы перед двухполосной. Так, расход электроэнер­ гии при сеточной модуляции составляет 4,5 кВт на 1 кВт полезной колебательной мощности; при анодной модуляции — 3,5 кВт, а при однополосной передаче — всего от 1,1 до 2 кВт. Кроме того, сигнал в случае однополосной передачи менее подвержен замира­ ниям.

Суммарный эффект замены обычной амплитудной модуляции однополосной эквивалентен повышению мощности передатчика при­ близительно в 16 раз.

Несущее колебание должно восстанавливаться в приемнике с очень большой точностью (10~в—2 ■И)-’’). С такой же точностью должна поддерживаться постоянной и частота несущих колебаний радиопередатчика. Стабилизация частоты передатчика представля­ ет значительные трудности, поэтому в схемах радиоприемников приходится применять системы автоподстройки частоты. Для этих целей используется излучаемый радиопередатчиком пилот-сигнал. Обычно он составляет около 10% от максимальной амплитуды не­ сущего колебания.

В случае высокой степени стабильности частоты возбудителя передатчика и гетеродина приемника (порядка МО-7) и относи­ тельно невысоких требований к качеству воспроизведения сигнала

Системы связи с однополосной передачей используются в маги­ стральной радиосвязи при дальней передаче программ радиовеща­

няется амплитудная модуляция с подавлением 'большей части ниж­ ней боковой полосы колебаний.

12.2. ФОРМИРОВАНИЕ ОДНОПОЛОСНОГО СИГНАЛА

БАЛАНСНЫЙ МОДУЛЯТОР

Процесс получения амплитудномодулированного сигна­ ла с одной полосой (ОБП) и подавления несущего колебания на­ зывается формированием однополосного сигнала.

Существует несколько методов формирования сигналов ОБП. Наибольшее распространение в передатчиках радиосвязи получил метод последовательного преобразования или повторной балансной модуляцииУ, заключающийся в подавлении несущего колебания в так называемом балансном модуляторе и выделении одной исполь­ зуемой боковой полосы колебаний при помощи фильтров.

*) Часто называемый фильтровым.

m

Балансный модулятор (рис. 12.2) работает следующим обра­ зом. Смодулированные колебания высокой (несущей) частоты действуют на сетках ламп JIt и Л2 в одной и той же фазе. Если лампы одинаковы, а нагрузочное сопротивление (колебательный контур) симметрично по высокой частоте относительно точки ну­ левого потенциала, то токи в этом сопротивлении протекают на-

^ВыхоНБМ

Рис. 12.2. Принципиальная схема баланс­

ного модулятора

встречу друг другу, не создавая на нем падений напряжений. Схе­ ма оказывается сбалансированной по несущим колебаниям, и на выходе балансного модулятора они отсутствуют.

Баланс нарушается только при воздействии модулирующего на­ пряжения частоты F(Q), которое подается в схему через транс­ форматор Три. Оно действует на сетках ламп Л {, Лг в противофазе, как в обычной двухтактной схеме. От одной из ламп (на сетку ко­ торой подается положительная полуволна модулирующего напря­ жения) в нагрузку поступает ток с увеличенной амплитудой пер­ вой гармоники, а от второй — со сниженной. Между анодами ламп возникает разностное напряжение, а в нагрузке (контуре) — соот­ ветствующий колебательный ток.

Допустим, что гармоническое модулирующее напряжение по­ дается только на лампу Л^ При этом в анодном контуре протека-

Фа

Р ис. 12.3. Графики, поясняющие получение амплитудно-

модулированных колебаний с подавленным несущим ко­ лебанием

342

ют два тока: один от лампы Ли модулированный по амплитуде (рис. 12.3а) и другой немодулированный (рис. 12.36). Однако фа­ за второго тока сдвинута на 180° относительно несущего колеба­ ния, входящего в состав первого тока, поэтому они взаимно ком­ пенсируются. Результирующий ток в нагрузке (контуре) показан на рис. 12.Зв.

При модуляции второго плеча (Л2) амплитуда тока в нагрузке удваивается (рис. 12.3г). Это можно показать и аналитически. Амплитудномодулированные составляющие тока в контуре, создавае­ мые лампами Л 1 и Лг, описываются следующими уравнениями:

= / н(1 + m cos Q t) cos coHt

( 12. 1>

h — A) (1 — m cos Q t) cos сои t('

Разные знаки в скобках учитывают противофазность модули­ рующих напряжений на лампах Л 1 и Л2.

Ток в контуре

Напряжение на выходе балансного модулятора пропорциональ­ но этому току. Оно включает в себя только боковые колебания, так как произведение

несущего колебания не содержит.

Наиболее часто применяются двухтактная (рис. 12.4а) и двух­ тактно-параллельная (рис. 12.46) схемы балансных модуляторов_

P uc. 12.4. Варианты схем балансного модулятора: а ) двухтактная; б ) двухтактно-параллельная

34®

Б двухтактной схеме модуляция осуществляется на защитные сет­ ки ламп. Модулирующее напряжение на них подается со сдвигом фаз в 180° через трансформатор. Напряжение возбуждения высо­ кой частоты подводится к управляющим сеткам с контура преды­ дущего каскада параллельно, т. е. в одной фазе.

В двухтактно-параллельной схеме аноды ламп включены па­ раллельно. Напряжение на нагрузке схемы пропорционально сум­ ме токов А и i2 . Токи несущих колебаний компенсируются, так как они протекают в противофазе, что обеспечивается противофазным (относительно «земли») возбуждением ламп Jli и Л 2. Токи боковых колебаний должны быть в фазе, что достигается противофазной модуляцией ламп напряжением Us звуковой частоты, подаваемым со вторичной обмотки трансформатора.

Степень подавления несущих колебаний в балансном модулято­ ре зависит от симметрии его схемы и идентичности параметров ламп. В хорошо отсимметрированном и экранированном баланс­ ном модуляторе можно добиться подавления несущих колебаний порядка 35—40 дБ.

Режим ламп балансного модулятора тяжелый. При отсутствии модуляции лампы взаимно компенсируют колебательные токи и ра­ ботают как бы в статическом режиме с большой мощностью рас­ сеяния на аноде. Поэтому балансную модуляцию целесообразно осуществлять только в маломощных каскадах с последующим уси­ лением сформированного однополосного сигнала (колебаний).

КОЛЬЦЕВОЙ БАЛАНСНЫЙ МОДУЛЯТОР

Хорошее подавление несущих колебаний и достаточно чистый спектр боковых полос можно получить при помощи коль­ цевого балансного модулятора, работающего на полупроводнико­ вых (германиевых) диодах. Он представляет собой, по существу, параллельное соединение двух балансных модуляторов (рис. 12.5).

. гп

Р ис. 12.5. Схема кольцевого балансного модулятора

Первый балансный модулятор образован диодами Д\ и Д 2, вто­ рой — диодами Дз и Д 4. Несущее колебание с частотой со подает­ ся на оба балансных модулятора в фазе через емкости Ci, С2, а колебания звуковой частоты Q — в противофазе.

344

Последовательно с диодами часто включаются активные сопро­ тивления, которые уменьшают нагрузку на источники возбуждаю* щего и модулирующего напряжений. Сопротивления Яб служат для балансирования схемы. В отсутствие модуляции (т = 0 ) схема обаланси,ро1вана по основному колебанию несущей частоты (/и) и на выходе балансного модулятора напряжение UBых= 0. В этом легко убедиться, рассматривая замкнутые цепи токов в каждый из полупериодов действующего высокочастотного напряжения Uf н (И)н

При модуляции для колебаний боковых частот схема оказывается разбалансированной и на выходе появляется удвоенная раз­ ность напряжений. Анализ спектров колебаний на выходах обыч­ ного балансного и кольцевого модуляторов показывает, что в спек­ тре последнего содержится меньше комбинационных составляю­ щих. Для получения малых искажений в любой схеме балансного или кольцевого модулятора напряжение модулирующего сигнала должно быть в 15—20 раз меньше напряжения несущего коле­ бания.

Схемы кольцевых балансных модуляторов широко применяются в первых каскадах устройств формирования однополосного сиг­ нала.

ВЫДЕЛЕНИЕ ОДНОЙ БОКОВОЙ ПОЛОСЫ

После подавления несущего колебания дальнейшей за­ дачей формирования однополосного сигнала является выделение одной боковой рабочей полосы и подавление ненужной. Наиболее трудно подавить боковую полосу в диапазоне коротких волн, так как все существующие фильтры не позволяют разделить близко стоящие полосы боковых колебаний. Поясним это на реальном примере.

Для передачи информации в обычном коммерческом телефон­ ном канале со спектром звуковых колебаний 300—3400 Гц тре­ буется сформировать однополосный сигнал. Частота несущего ко­ лебания/Н=Ю 000 000 Гц (Я,=30м).

При амплитудной модуляции наиболее низкой звуковой часто­

=60 ,(дБ)/0,006(%) «8000 дБ на 1% изменения частоты. Сущест­ вующие кварцевые и электромеханические фильтры обеспечивают крутизну только около 1000 дБ на 1% изменения частоты, а много­ звенные LC-фильтры — около 100—150 дБ.

В связи с тем что отфильтровать одну боковую полосу на уров­ не несущих колебаний передатчика в диапазоне коротких волн (3—30 МГц) практически невозможно, спектр модулирующих ко­

345

лебаний предварительно преобразовывают путем повторной (сту­ пенчатой) балансной модуляции с использованием вспомогатель­ ных, так называемых поднесущих колебаний; это позволяет раз­ нести полосы боковых колебаний на значительное расстояние по шкале частот и выделить рабочую (верхнюю или нижнюю) боко­ вую полосу при помощи сравнительно простых фильтров.

Для получения узкой полосы пропускания в первых элементах схемы преобразования однополосных передатчиков широко приме­ няют кварцевые фильтры, в которых используются кварцевые ре­ зонаторы. Как известно, кварцевый резонатор имеет две резонанс­ ные частоты (параллельного и последовательного резонанса), от­

346

ставлять 40—70 дБ. Она зависит от характеристик фильтров. Квар­ цевые фильтры о крутыми характеристиками применяются на ча­ стотах от 1000 кГц до 5 МГц, электромеханические — на частотах от 100 до 500 кГц, а фильтры LC —-до 100 кГц.

В современных коротковолновых передатчиках, работающих в диапазоне 3—30 МГц, осуществляются три последовательных пре­ образования путем повторной балансной модуляции с использо­ ванием вспомогательных поднесущих колебаний (рис. 12.6). По­

Первое преобразование осуществляется балансным модулято­

кольцевой схеме. На его выходе присутствуют две полосы боковых

Второе преобразование осуществляется вторым балансным мо­ дулятором БМ-2. Колебания второй поднесущей с частотой /2, вы­ бранной в рассматриваемом случае равной 2,7 МГц, модулируются выходными колебаниями фильтра Ф-1. Кроме того, на модулятор БМ-2 подаются колебания частоты Д=:100 кГц с небольшим уров­ нем, используемые в качестве пилот-сигнала.

На выходе балансного модулятора БМ-2 образуются следую­ щие колебания с частотами:

Относительный разнос по шкале частот боковых полос на уров­ не второй балансной модуляции в данном случае составляет уже

2-100 2

----- —• 200 л; 7,5 %, т. е. боковые полосы отстоят друг от друга на

значительно больший частотный интервал, чем при первой баланс­ ной модуляции. Это упрощает задачу подавления нерабочей боко­ вой полосы колебаний.

Фильтр Ф-2 подавляет нижнюю, нерабочую полосу частот и вы­ деляет колебания верхней боковой полосы /2+ (fi+ЪБ) =2800,3— 2803,4 кГц и колебание с частотой 2800 кГц, используемое в даль­ нейшем для получения пилот-сигнала.

Третье преобразование осуществляется 'балансным модулято­ ром БМ-3, находящимся уже в тракте передатчика. Этот баланс­ ный модулятор выполняется обычно на лампах с колебательным контуром в анодной цепи. Несущие колебания с частотой /з, посту­ пающие от высокостабильного задающего генератора передатчика

347

(стабильность его не ниже 2-10-6), модулируются боковой полосой fz+ (fi+ ^F ), пропущенной фильтром Ф-2.

Частота /з, по существу, является несущей рабочей частотой коротковолнового передатчика. Так, при f3= 10 000 кГц (10 МГц) на выходе БМ-3 получаются следующие колебания с частотами:

а) </3± (h + h ) = 10 000±2800 кГц, т. е. 12 800 и 7 200 кГц; часто­ ты пилот-сигнала в верхней и нижней 'боковых полосах;

в) нижняя боковая полоса /3—[fz+ (7i+ 2.F)] = 7199,7—7196,6 кГц.

Относительный разнос боковых полос по шкале частот после

выходе БМ-3 полосы боковых колебаний (подробно рассмотрены ниже) отличаются на весьма значительный частотный интервал и уже легко разделяются контурами балансного модулятора БМ-3 и последующими каскадами передатчика. Эти каскады осуществля­ ют дополнительную фильтрацию, постепенно усиливая сформиро­ ванный амплитудномодулированный однополосный сигнал.

Как правило, после модулятора БМ-3 выделяют нижнюю поло­ су боковых колебаний. В рассматриваемом случае с выхода .пере­ датчика в антенну поступают колебания с частотами:

а) пилот-сигнал — 7200 кГц; б) нижняя боковая полоса, ограниченная частотами,—- 7>199,7—

7196,6 кГц.

Таким образом, общий частотный интервал, занимаемый коле­ баниями одной боковой полосы, составляет 7200—7196,6 = 3,4 кГц. В нем содержатся первоначальный спектр модулирующих колеба­ ний 3,4—0,3 = 7199,7—7196,6 = 3,1 кГц и пилот-сигнал, отстоящий от полосы колебаний на 300 Гц.

Существуют различные варианты схем многократного баланс­ ного преобразования. Однако их принцип является общим. Он за­ ключается в разнесении боковых полос на значительный частотный интервал для более легкого подавления нерабочей полосы фильт­

ром.

Балансная модуляция при первых двух преобразованиях осу­ ществляется строго фиксированными по частоте колебаниями под­ несущих частот fi и fz■ Эти колебания получаются от высокоста­ бильного кварцевого, так называемого опорного, генератора путем

деления (умножения) его частоты.

Балансные модуляторы БМ-1, БМ-2, их фильтры, опорный ге­ нератор, промежуточные усилители, источники питания объединя­ ются в самостоятельную конструктивную единицу, называемую блоком формирования однополосного сигнала (рис. 12.7).

На рис. 12.8 показана схема формирования одной боковой по­ лосы с использованием подавленного несущего колебания в каче­ стве пилот-сигнала. Такая система используется в мощных пере­ датчиках дальней радиосвязи и вещания. В ней несущие колеба-

-348

.блок формиробанин однополосного сигнала.

2Г(о,3*3,4кГц)

Г,

Рас. 12.7. Структурная схема однополосного передатчика типа ОКВ 50/80

719В,6 7/997

Р ис. 12.8. Диаграмма формирования однополосного

высокочастотного сигнала ic остатком подавленного несущего колебания в качестве пилот-сигнала

340

ния с частотой /з=/н подаются от задающего генератора передат­ чика непосредственно на БМ-3 и одновременно на сетку первого каскада передатчика в виде нормированной и ограниченной ам­ плитуды несущего колебания (не более 10% от максимальных амп­ литуд боковых колебаний). В этом случае спектр, занимаемый ко­ лебаниями одной боковой полосы и подавленной несущей, значи­ тельно расширяется по сравнению с разобранным выше принципом передачи пилот-сигнала. Он зависит от частоты несущего колеба­ ния /з = / ц . Так, при i/з—10 МГц (10 000 кГц) общий частотный ин­ тервал, занимаемый одной боковой полосой и остатком несущего колебания, составит 10 000—7196,6=2803,4 кГц. Несущее колеба­ ние отстоит от полосы боковых колебаний на 2800,3 кГц.

12.3. УСИЛЕНИЕ КОЛЕБАНИЙ ОБИ И СХЕМЫ ПЕРЕДАТЧИКОВ

Для усиления сформированного однополосного сигнала в каскадах передатчика следует выбирать режимы, при которых не­ линейные искажения будут наименьшими. Это особенно необхо­ димо для многоканальной работы, так как появление в этом слу­ чае комбинационных колебаний вносит помехи и искажения в од­ новременно работающие каналы связи.

Нормы на искажения выходного сигнала устройства формиро­ вания однополосного сигнала, вызываемые комбинационными ко­ лебаниями, весьма жесткие. Так, для типового однополосного пе­ редатчика 200 кВт суммарный уровень таких комбинационных ко­ лебаний не должен превышать —36,0 дБ во всем рабочем диапазо­ не частот.

Для ослабления искажений амплитудная модуляционная ха­ рактеристика каскада должна быть линейной, что возможно только при его работе в режимах А (9=1180°) или В (0 = 90°). Режим А может применяться лишь в каскадах малой мощности из-за его энергетической невыгодности. В мощных усилителях применяется режим В. Нелинейные искажения (и комбинационные составляю­ щие) уменьшают выбором режима усилителя (с 0=90°), а также ■применением отрицательной обратной связи. Кроме того, в каска­ дах передатчика, усиливающих однополосный сигнал, целесооб­ разно применять «левые» лампы, работающие в области отрица­ тельных напряжений на управляющей сетке. Это также ведет к снижению нелинейных искажений.

Возможны различные варианты построения тракта радиопере­ датчика, работающего в однополосном режиме.

Рассмотрим подробнее однополосный двухканальный передат­ чик при его работе двумя независимыми телефонными каналами. Блок формирования однополосного сигнала приведен в левой ча­ сти рис. 12.7. В тракте первого канала после кварцевого фильтра Ф-1 выделяется нижняя боковая .полоса первого преобразования (/i = 100 кГц), т. е. колебания в полосе 96,3—99,7 кГц.

В тракте второго канала (на рисунке обведен пунктирной ли­ нией) кварцевый фильтр Ф-1 соответственно выделяет верхнюю

350