книги из ГПНТБ / Тверской, В. И. Дисперсионно-временные методы измерений спектров радиосигналов
.pdfся, рассматривая рис. 4.11; при Q= m0 весовая функция определяется отрезком кривой R(co) между точками cog и cog+sx; сдвиг начала и конца этого отрезка, напри мер, на 0 , 0 1 |sx| h - 0 , 0 2 | s x | мало изменит форму весовой функции). С вполне достаточной для практики точ ностью форму отклика вблизи его центра можно опи сать функцией
г
^R (o)g “f- зЯ) ЯИ (Q—j—$Я) ехр [— j Я (П— оу0)| d'k-
о
Когда справедливы, например, соотношения (1.1.4),
(1.1.5) |
(случай идеальной линии задержки), форма |
от |
клика |
определяется преобразованием Фурье отрезка |
|
функции Hi (<в) между точками cog, cog + sx. Если |
при |
|
этом интервал [cog, (Dg+sx] целиком перекрывает полосу прозрачности формирующего фильтра, отклик совпада ет с импульсной реакцией последнего.
Значения отклика при больших расстройках ]Q—юо| можно определить с помощью формулы (4.4.3), в кото рой функцию М(со) следует просто заменить на
М ( ( о ) H((Og+ CO—(Оо).
Рассмотрим структуру отклика в этом случае. Пусть, например, расстройка |Q—соо| имеет порядок |sx|/2.
Тогда при s > 0 и £2|>'соо функция J?(o)g+Q—coo+sx) |
и ее |
|||
производные близки к нулю, a |
R(cog+ Q —coo) |
имеет по |
||
рядок |
R (©) max (см. рис. 4.11). |
При £2<мо, |
напротив, |
|
^ ( w g + |
Q— too)=0, а величина £?(ыг + й — coo+ |
s t ) |
имеет |
|
порядок R (со)maxОчевидно, относительная величина от клика при таких расстройках равна l/x|Q—«о|, т. е. остается такой же, как в отсутствие обработки. Посколь ку приращениями R(co) в интервалах частот протяжен ностью Дюо можно, как правило, пренебречь, форма оги бающей отклика для больших расстроек |Q—too| опре
делится |
при 'fi>(oo |
функцией R(cog + Q—too)/т(Q—юо), |
а при |
Q<coo — функцией R(cog+ co—o)o+ s t ) / x ( Q —too). |
|
Нетрудно заметить |
(с учетом кривой /?(ю) на рис. 4.11), |
|
что при приближении точки Q к coa+sx/2 или к юсу—sx/2, скорость убывания огибающей отклика становится мень ше и при соответствующей форме кривой R (со) в ука занных точках возможен подъем огибающей. Этот вы вод частично совпадает с результатами, полученными в [15].
140
Таким образом, частотно-весовая обработка в отли чие от амплитудно-импульсной не может увеличить ди намический диапазон анализа.
Введение весовой обработки выборок сигнала позво ляет в ряде случаев значительно уменьшить влияние фазовых искажений гетеродинного сигнала. Если, напри мер, скорость модуляции частоты гетеродинного радио
импульса |
отклоняется |
от (1.3.1) |
лишь в его начале и |
||||||
конце, |
то |
за |
счет |
весовой |
функции |
в |
интеграле |
||
Fa (Q—coo) |
значительно |
уменьшается |
вклад |
участков |
|||||
импульса, где ощутимы приращения |
фазы |
cps(/), |
обу |
||||||
словленные искажениями закона модуляции. |
|
|
|||||||
Весовая обработка, однако, не приводит к улучше |
|||||||||
нию характеристик анализатора, |
когда |
функция |
срs (t) |
||||||
быстро осциллирует, или когда |
cps(0 |
определяет узкий |
|||||||
выброс |
фазы в |
центральном |
участке |
гетеродинного |
|||||
импульса.
4.6. Влияние характеристик ДЛЗ на точность анализа при пассивном формировании гетеродинного сигнала
Рассмотрим случай, когда амплитуда сигнала промежуточной ча стоты, поступающего на вход ДЛЗ, линейно зависит как от ампли туды анализируемого, так и гетеродинного сигнала. Если на вход анализатора подается гармонический сигнал, то в соответствии с '(3.3.3) сигнал на входе линии описывается выражением
|
|
|
|
|
|
(4.6.1) |
|
где соо = Шч—Wo—Qi |
(соч— частота сигнала |
вспомогательного |
гетеро |
||||
дина в_ схеме, приведенной на рис. 3.5; |
шс — частота входного |
сигна |
|||||
ла); Нт(ы) =7?(сй)М (ш), а остальные |
обозначения такие же, |
как |
|||||
в_формулах (3.3.1), |
(3.3.3). Необходимость подставить 7?(ю) |
вместо |
|||||
Л т ((о) |
здесь очевидна, поскольку цепь с коэффициентом передачи |
||||||
М(ш) |
формально можно включить в формирующий фильтр. |
|
|
||||
Для вычисления отклика на выходе линии следует использовать |
|||||||
формулу (4.1.7). При |
этом функция А(7,) |
заменяется на |
Л0В0Х |
||||
X R * m (Qy)/V тс 1а [, |
а |
пределы интегрирования определяются |
дли |
||||
тельностью гетеродинного импульса и соответственно равны нулю и Xr—ti—Д. При расчетах ограничимся только первым членом ряда, полагая по аналогии с результатами § 4.5, что введение обработки еще более уменьшает вклад и без того незначительных следующих членов.
141
П о д с т а в и в (4 .6 .1 ) в (4 .1 .7 ), с у ч е то м (1 .3 .1 ), н ах о д и м
|
g (0 =?= Re |
А„В0Ь0 exp [j9 (<)] |* |
Rm(24— sX) X |
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
6 |
|
|
|
|
|
X М (S + |
sX) exp [—j\ (2 — <o„)] dX}. |
|
(4.6.2) |
||||||
1Множитель Л т(П !—sX) |
в подынтегральном выражении играет роль |
|||||||||
весовой функции. |
При заданных Я (ш) |
и Л4(ш) форма отклика опре |
||||||||
|
|
|
|
|
деляется путем вычисления интег |
|||||
|
|
|
|
|
рала. |
Пределы |
интегрирования |
|||
|
|
|
|
|
можно соответственно заменить на |
|||||
|
|
|
|
|
—оо, оо. Трудность оценки инте |
|||||
|
|
|
|
|
грала в общем виде обусловлена |
|||||
_ 1 ______________I |
I______________ |
|
гем обстоятельством, что |
для |
не |
|||||
» |
линейной |
составляющей |
Чггг(м) |
|||||||
Я , |
Я + s t |
Я * |
Я |
о) |
фазового |
сдвига |
фильтра |
условие |
||
|
Рис. |
4.12. |
|
|
(4.1.4), как правило, не выполняет |
|||||
|
|
|
ся и |
максимум |
интеграла может |
|||||
|
|
|
|
|
достигаться при Я, отличных |
от |
||||
|
|
|
|
|
соо. |
Однако некоторые |
полезные |
|||
качественные выводы, касающиеся характеристик анализатора, можно сделать при рассмотрении только структуры функции (4.6.2) с уче том (4.1.4), полагая Л 4(м )=К (м ). Функция /((fH -s\), которая вхо дит в подынтегральное выражение при активном формировании гетеродинного сигнала, заменяется на K(Q+sX)K(Qi—s%). При этом влияние неравномерности 7((со) на характеристики анализатора, как правило, усиливается. Если, например, амплитудно-частотная харак теристика линии задержки имеет ряд выбросов, ширина которых зна
чительно меньше полосы пропускания формирующего |
фильтра |
(рис. 4.12), то число выбросов функции /C(Q+ s^)7C(ni—sX) |
в интер |
вале протяженностью Я4—Я) всегда будет больше, чем число выбро сов /((Я+яА,) в таком же интервале; при этом величина некоторых выбросов резко возрастает. Если в интервал частот ![ЯЬ Я4] не по падает ни один выброс, а изменением К(со) в этом интервале можно
пренебречь, то остаются в силе качественные |
оценки, приведенные |
||
в § 4.3; следует лишь первое слагаемое (4.3.4) |
заменить на функцию |
||
(l/|s |)tf\[Q —'Шо)/s] |
(Нт(t) — импульсная реакция формирующего |
||
фильтра) а во втором положить т = ( Я 4—Q i)/|s|. |
|||
В соответствии с формулой (3.3.6) |
необходимая ширина рабочей |
||
полосы частот ДЛЗ |
непосредственно |
зависит |
от (Я4—Q i)— полосы |
пропускания формирующего фильтра, заданной на некотором малом относительном уровне g2<Cl (интервал (Яь Я4] определен таким обра зом, чтобы отношения R (со) [Я (со) max для Я вне этого интервала не превышали е2). Поскольку требования к линии в значительной мере
обусловлены величиной |
е2, важно оценить, |
каким образом задание |
е2 сказывается на точности измерения спектра. |
||
Рассмотрим '(4.6.2), |
полагая, что К(а>) |
определяется функцией, |
равной единице в рабочем интервале частот линии fcoi, со2]. и нулю — вне его. На частотах среза « ь м2 относительный уровень R(iо) будет всегда мал. Для упрощения положим, что формирующий фильтр на строен симметрично относительно центра полосы линии. Огибающая гетеродинного импульса зависит от закона изменения R(w) в интер вале частот (coi, (о?], а длительность этого импульса на уровне
142
R ((Of)IR(to) max, который при Qs—£^i<cl>2—a>i меньше e2, равна
2a (w2—coi).
При такой настройке формирующего фильтра можно в (4.6.2) полагать K{Qi—s\) = l. При вспомогательном преобразовании радио импульса, поступающего с выхода первого направленного ответвите ля (см. рис. 3.5), частотный сдвиг следует подобрать таким образом, чтобы полоса частот спектра радиоимпульса промежуточной частоты, который соответствует составляющей анализируемого спектра на нижней граничной частоте, была сдвинута на Дш/2 относительно по лосы спектра указанного импульса на_выходе ответвителя. В соот ветствии е этим в аргументе функции ,ff(£2i—s'K), входящей в подын тегральное выражение (4.6.2), величину £2i следует заменить на Wi + Н-Дсо/2. При этом, учитывая принятые для К(ш) допущения, полу чаем при (o = £2+sX
F g (Q — со0) .= |
R a>й + 2 — со -f- 2 |
X |
|
||||
X ехР |
' j “ |
w (2 — ®«) |
dco. |
|
(4.6.3) |
||
Графики функции £?(ffli + £2—а + Дш/2) |
для двух значений |
£2 приве |
|||||
дены на рис. 4.13. Кривая 1 |
соответствует |
£2 —со2—Лоо/2, |
т. е. Q |
||||
лежит в центре полосы |
,Дш |
обзора |
анализатора. |
В этом случае |
|||
/? (со 1-Ь£2—со+Дм/2) принимает |
на |
границах |
полосы |
линии |
в точках |
||
со 1, ш2 значения ^?(ш2), R(un) |
и можно считать, что |
величина инте |
|||||
грала (4.6.3) определяется импульсной реакцией фильтра. При отхо де П вверх от указанной точки (если рассматриваются значения £2, соответствующие центру отклика, это означает, что сдвигается вверх частота входного сигнала) кривая ^(сщ + П—ш+Лш/2) сдвигается влево и при Q= tt>2, т. е. когда £2 лежит на границе полосы обзора анализатора, занимает положение 2. Модуль входящей в подынте гральное выражение (4.6.3) усеченной (из-за ограничения полосы линии в точке mi) функции изображен на рис. 4.13 сплошной линией.
Представим первый сомножитель |
в подынтегральном |
выражении |
в точке £2 = а 2 в виде суммы двух |
функций: «полной» |
i?(o)i + co2— |
•—со +Дсо/2), занимающей интервал частот |
от ш2—Дсо/2 до он—Дсо/2, |
и добавочной ДД(со), показанной на рис. |
4.13 (соответствующее про |
должение первой функции показано пунктирной линией). Используя (3.3.10), нетрудно получить
Fg (2 — «„) =s: 2аН *г [2а (2 — со0)] exp fj2a (©j
+ |
|
Г |
2 |
I |
|
|
Дсо/2) (2 -— <о0) ] — 2a exp |
ji — |
( 2 - c o 0) J X |
|
|||
|
“>i |
г |
со |
|
Т |
|
X |
с* |
|
(4.6.4) |
|||
J |
AR (со) ехр — j |
•— |
|
(2 — со0) 1 afco. |
||
|
“ 1—-у |
|
|
|
|
|
Пусть, например, |
расстройка й —©о |
в |
(4.6.4) соответствует |
макси |
||
мальному значению отклика. Тогда второе слагаемое представляет собой величину изменения отклика за счет сдвига частоты входного сигнала от центра полосы обзора к ее краю. Иначе говоря, оно опре деляет неравномерность амплитудно-частотной характеристики ана лизатора.
При качественной оценке параметров анализатора в участках, достаточно удаленных от центра полосы формирующего фильтра, пренебрегаем отклонениями его фазовой характеристики от линейно
сти |
и аппроксимируем |
функцию Д/Д со) |
отрезком прямой. При <о= |
||||
= 0)i—Лсо/2 А/?(со)=0; |
при co=coj |
AR(<o) = —Д/Д, где Д/Д— значение |
|||||
функции |
B(coi + co2^ c o + Дсо/2) |
в |
точке |
ы = щ \ |
е2« Д /Д/В (со) max', |
||
Д/Д со) = —Д/Д (2со—2<01+Дсо)/Лш. |
(4.6.4) |
равен |
|
||||
|
Модуль второго слагаемого в |
|
|||||
|
|
— Л/ДДсо |
sin [Асо (2 — co0)/4s] |
+ |
|||
|
|
{[ (Aco/4s) (2 — со0) |
|||||
|
|
, С sin [Доз (2 — co0)/4s |
|
2 |
|||
|
|
[ |
(Дм/4s) |
(2 — м0) |
|
|
|
Так |
как |
максимальное |
значение |
|# г(/)| |
имеет порядок /Дсо)тахбсо, |
||
го с учетом последнего выражения нетрудно сделать вывод о том,
что |
величина |
s2 характеризует |
относительную неравномерность |
|
ДВ(шо)/В(соо) |
амплитудно-частотной характеристики |
анализа |
||
тора. |
Здесь |
ЛВ(соо)— величина |
изменения максимума |
откли |
ка при перестройке частоты входного сигнала. Конкретная связь между отношением ЛВ(соо)/В((Оо) и величиной е2 зависит от типа
формирующего фильтра. |
Например, в случае одиночного контура |
(с учетом определения |
Асо, принятого в § 3.3) \Hr'(to) |m ax « |
~ 0,4В (со) таэсДео; ЛВ (соо)/в (шо) =0,6е2; для двух связанных конту ров при mkQ= 1 имеем |# г (Д )| max « * ( < » ) та хДсо; ДВ(сйо)/В(шо)« «0 ,3 е 2.
Динамический диапазон анализатора в устройстве с пассивным формированием гетеродинного сигнала можно оценить таким же образом, как в § 4.4, -с использованием формулы (4.4.2).
144
4.7. Влияние характеристик ДЛЗ на точность анализа при когерентном накоплении выходных откликов
Рассмотрим отдельно два случая: 1) К(со), «(со) «быстро» осцил лируют (или имеют узкие выбросы), и искажения спектра рассчиты ваются методом «парных эхо»; 2) К{и), се(со) являются медленно меняющимися функциями и погрешность оценивается с помощью ме тода стационарной фазы.
В первом случае отклики на выходе дисперсионной ступени опи сываются соотношениями, аналогичными (2.3.4). Можно считать, что эти отклики определяют спектры выборок некоторого нового услов ного сигнала, отличающегося от истинного. Если оставить в стороне собственные погрешности рециркулятора, отклик G(t) на его выходе будет соответствовать спектру этого сигнала, причем разрешение уве
личится в т раз. При гармоническом характере функций |
КДсо) и |
а (со) длительности ложных откликом уменьшаются в т раз, |
а отно |
сительный уровень останется неизменным, т. е. их мешающее дей ствие будет таким же, как на выходе дисперсионной ступени.
Если указанные функции имеют узкие выбросы и в отклик на первичную выборку, который определяется соотношением вида (2.3.12), входит непрерывный ложный сигнал, то в выходной отклик рециркулятора также войдет аналогичный мешающий сигнал, отно сительный уровень которого сохранится неизменным. В этом случае остаются справедливыми оценки, полученные в § 2.3, 4.4.
Таким образом, включение рециркулятора не изменяет величину нормированной погрешности измерений, которая обусловлена «быст рыми» отклонениями фазовой постоянной ДЛЗ и модуля ее коэффи циента передачи от величин, определяемых соотношениями (1.1.4), (1.1.5) (то же справедливо и для фазовых искажений сигнала ЧМ гетеродина). Заметим, что если повышение разрешения достигается за счет увеличения в т раз электрической длины ДЛЗ или за счет циркуляций в «ей выборки сигнала (см. § 3,5), то погрешность изме рений, как правило, значительно возрастает из-за увеличения вклада функции а (со).
Рассмотрим случай, когда К(со) и а (со) являются «медленно» меняющимися функциями со. Для выявления факторов, от которых
зависят |
существенные |
искажения спектра, |
достаточно |
рассмотреть |
||
в (4.1.7) |
нулевое |
приближение. Тогда функцию Fh(t—kT), опреде |
||||
ляемую формулой (3.6.5), следует заменить выражением |
|
|||||
|
Й Г + 1 |
|
|
|
|
|
I„(t — kT) = |
J |
А (X) М (Q+ sX) exp [jy (>.) — j\ (со, — со0) — |
||||
|
|
kT |
|
|
|
|
|
|
— j |
^ (^ — « ! — kT)] dX. |
(4.7.1) |
||
Представим M (fi+s^) =At[Q—kT/2a+s(X—kT)]. |
|
|||||
В выражении |
(4.7.1) |
(для различных |
k) входят одни и те же |
|||
значения функции |
со) |
и ее производных. |
Это обстоятельство отра |
|||
жено, в частности, в последнем .соотношении. При переходе к каж дой последующей выборке, т. е. при увеличении значений X на Т, настолько же возрастают значения t, которые входят в функцию Qm(t). Дополнительные искажения воспроизводимого спектра обу
10—722 145
словливаются влиянием взвешивающей периодической (с периодом Т) функции
M(Qm, X)=M\,Qm+s(X—kT)]. |
(4.7.2) |
Здесь k выбирается таким образом, чтобы k T ^ .X ^(k+l)T .
В отрезок времени, равный длительности гпТ результирующей выборки, укладывается m периодов указанной функции. В соответ ствии с (4.7.1) и (4.7.2) интеграл в выражении (3.6.13) необходимо заменить функцией
тт
j А (А) М (2Ш, X) exp [jf (А) - JA (Qm - «„)] dX. |
(4.7.3) |
о
Оценка точности анализа значительно упрощается для гармони ческих сигналов A(t)=A<s, ф(/) =0. Введем замену переменных у = = А—kT. Используя формулу суммы геометрической прогрессии и учи тывая (3.6.12), функцию (4.7.3) преобразуем к виду
|Л1(й+5£/) ехр [—ji/(Qm—со0)]^г/=
о
= T ( Q m ) 7 yg ( 2 m Шо) j |
|
где |
(4.7.4) |
Г (2 т ) =sin [0,5mT (2 т —(Oo)]/sin [0,5Г(2т —ш0)]. |
Характер искажений спектра и соответственно возможность увели
чить разрешение |
определяются |
поведением интеграла |
в точках |
||
Qmq = 4>o±2nqlT |
(q—■ целые числа), соответствующих максимальным |
||||
выбросам «гребенчатой» функции (4.7.4). |
|
|
|||
Когда Л1(ш)=К0, |
модуль |
интеграла |
равен Ko|sin[0,57’-(2m— |
||
—соо)]/0,57’ (2ш—о>о) | |
и огибающая отклика |
соответствует |
(3.6.15). |
||
В этом случае Fg(Qm—шо) обращается в нуль на частотах Qmg. Если значения интеграла Fg(Qm—coo) в точках Qmg конечны, то в них за счет выбросов функции (4.7.4) на выходе рециркулятора образуются ложные боковые отклики, уровень которых определяется отношением амплитуды отклика яа первичную выборку в точках Qmg и шо. При достаточно больших величинах этих отношений вклю чение рециркулятора не достигает цели, т. е. разрешение не повы шается. Например, когда амплитуда отклика на первичную выборку в точках Qmq возрастает до уровней максимумов соседних боковых лепестков (что, по существу, не сказывалось бы на характеристиках обычного дисперсионно-временного анализатора, § 3.1), динамический диапазон рассматриваемого устройства при расстройках порядка 2nqjT составляет всего 10—15 дБ.
Для анализатора в реальном масштабе времени функция a(w) должна удовлетворять условию (4.1.4), и оценку интеграла Fg(Qm—(о0) целесообразно провести, представив К(со) в виде (2.1.1) и положив <х((о)=0. Поступая так же, как при вычислении ‘(4.3.4), можно показать, что относительный уровень ложных откликов в точ ках Qmq определится выражением
1 |
j К, (со) exp J^— j -Цг (± 2 nq) j |
dco. |
|
Ко И |
|||
|
|
Таким образом, при узках выбросах К(ч>) искажения спектра сохраняются примерно такими же, как в дисперсионной ступени
146
устройства. Наоборот, широкие выбросы К (а) приводят к возник новению больших ложных откликов, которые сдвинуты по обе сторо ны от основного на интервалы времени, равные 2nq/\sx\\ их величи ны с ростом q уменьшаются. В последнем случае невозможно удо влетворительно измерять спектры с увеличенным в т раз разреше нием.
При больших расстройках T\Qm—fi>o| форма отклика описывает ся в основном величиной в фигурных скобках в правой части соот ношения (4.4.3). В результате умножения этой величины на функцию (4.7.4) изменяется характер боковых лепестков отклика G{t), однако их относительный уровень остается прежним.
Полученные результаты позволяют сделать вывод о том, что качество работы анализатора с рециркуляционным «умножителем разрешения» определяется главным образом «медленными» измене ниями Я((о) и а(ш ). Влияние «быстрых» осцилляций этих функций в таком устройстве не велико.
Г л а в а 5
МЕТОДЫ АНАЛИЗА ФАЗОВЫХ СПЕКТРОВ РАДИОСИГНАЛОВ
5.1. Принципы измерений
Возможность измерений фазовых спектров связана с тем обстоятельством, что функция, определяющая за висимость от времени фазы или мгновенной частоты от клика на выходе ДЛЗ, содержит в явном виде инфор мацию о фазовом спектре сигнала, поступающего на вход устройства. Методы выделения этой информации определяются, главным образом, характером решаемой измерительной задачи и могут быть в каждом конкрет ном случае различными. В настоящей главе рассмотрим особенности указанных методов, а также способы пост роения соответствующей измерительной аппаратуры. При этом для большей наглядности используем допу щение о том, что ДЛЗ является идеальной.
Спектральная функция анализируемого отрезка сиг
нала или радиоимпульса |
|
F(w) = Е(о) ехрЦЧ'(со)]. |
(5.1.1) |
Если для анализа используется линия задержки с по стоянной дисперсией, то согласно (1.1.11) фазовый сдвиг выходного отклика и его мгновенная частота определя-
Ш* |
147 |
ются соответственно |
выражениями |
|
Ф *(0 |
= А (0 + 4 4 *2 (0 ]- я /4 , |
(5.1.2) |
шт (0 |
= Й (0 + ^ [й (0 ]/2а. |
(5.1.3) |
При анализе спектров коротких радиоимпульсов, когда сигнал непосредственно подается па вход ДЛЗ,
соотношения (5.1.2), (5.1.3), как |
(1.1.11), справедливы |
при выполнении условия (1.1.10). |
Если перед подачей |
сигнала на ДЛЗ его несущая частота модулируется по закону (1.3.1), то выражения (5.1.2), (5.1.3) справедли вы практически при любой длительности сигнала и мо гут считаться точными (для идеальной линии задерж ки). Если для анализа спектров радиоимпульсов исполь зуется линия задержки с непостоянной дисперсией, то при выполнении условия (2.1.7)
ф« (0 = «2о (0 —Р [Й О (01 —я/4 + |
|
+ 'Е[Йо(/)], |
(5.1.4) |
«#т (0 = Йо (0 + ^ [Йо(0 ] /Р" [Яо (t) ], |
(5.1.5) |
где Q0(0 определяется уравнением (1.2.1). |
наряду |
В правые части соотношений (5.1.2) — (5.1.5) |
с величинами, зависящими от свойств линии задержки, входят функции, определяющие фазовый спектр сигнала либо его производную. Их аргументы Q или Qo, играю щие роль текущей частоты, являются строго монотонны ми функциями времени, зависящими только от парамет ров линии задержки. Зная свойства линии, можно путем соответствующей обработки выходного отклика выделить видеосигнал, зависимость которого от времени будет определяться только функциями ЧДЙ), ЧДОо) или ЛДЯ), ДДйо). Если, например, такой сигнал подать на осциллографический индикатор, то на экране будет на блюдаться изображение функции, описывающей в масш табе Q(t) или Qo (t) фазовый спектр (производную фа зового спектра) входного радиосигнала.
Рассмотрим возможные способы определения фазо вого спектра. Наиболее простой по принципу действия (но отнюдь не по практической реализации) заключает ся в частотном детектировании ограниченного по ампли туде выходного отклика ДЛЗ. Затем из полученного видеосигнала, который описывается функцией <dm(t), вы читаются заранее заданные сигналы, определяемые
148
функциями П(/) или Qo(t), а результат умножается на 2а или на |3"[По(/)] (при использовании линии с по стоянной дисперсией операция умножения является чис то символической). При необходимости перед подачей на индикатор может осуществляться интегрирование по лученного сигнала. Простейшая функциональная схема анализатора фазовых спектров коротких радиоимпуль сов, реализующего указанный способ измерения, приве дена на рис. 5.1. Измерение может осуществляться либо без дополнительной модуляции несущей частоты вход ного сигнала, либо с нею (в последнем случае добав ляется смеситель па входе ДЛЗ и источник гетеродин ных радиоимпульсов). Однако практическая реализация такого устройства наталкивается на существенные труд ности, так как приращения мгновенных частот отклика,
в которых содержится по |
|
лезная информация о фа |
|
зовом спектре, как пра |
|
вило, весьма малы по |
|
сравнению |
с величинами |
П (t) или |
По(<t) . Поэтому |
при использовании, на |
|
пример, простого анало |
|
гового вычислительного |
|
устройства |
погрешность |
измерений |
будет доста |
точно велика. |
|
Задачу измерения фазо |
|
вого спектра можно значи тельно облегчить, если перед частотным детектировани
ем отклика исключить ту составляющую модуляции его частоты заполнения, которая определяется функцией П (t) или По(О- Для этого следует преобразовать часто ту отклика, использовав в качестве гетеродинного сиг нала радиоимпульс, частота заполнения которого ме няется во времени по закону И(0 или По(0- Этот радиоимпульс в дальнейшем мы будем называть «опор ным». Начальные частоты отклика п указанного импуль са, соответствующие моменту времени t—0, подбираются таким образом, чтобы частотный спектр преобразованно го сигнала лежал в рабочей полосе частотного детекто ра, а длительность опорного импульса была не менее длительности отклика. Закон изменения частоты^ преоб разованного сигнала, поступающего на частотный детек-
149