книги из ГПНТБ / Калинчук, Б. А. Анализаторы инфразвуковых случайных процессов

ной сигнал канала У, преобразованный в последовательность им­ пульсов отрицательной полярности поступает на входы дискрими­ наторов ординат ДОІ -4- ДОЗ. Если мгновенная ордината сигнала у (t -f- т) лежит, например, в интервале между уровнями срабаты­ вания ДОІ и Д02 (что соответствует пребыванию у (t -|- т) во вто­ ром интервале квантования), на выходе дискриминатора ДОІ по­ явится отрицательный импульс, в результате появления которого срабатывает триггер Тг8\ триггер Тг9 не изменит своего состояния, так как схема НЕТ1, с которой связан Тг9, закрыта по одному входу отрицательным импульсом с выхода ДОІ. Разрешающее на­ пряжение с выхода Тг8 поступит при этом на схемы совпадения И315 и И319 блока задания весовых коэффициентов БЗВК.

Отрицательный перепад с выхода триггера Тг8 через схему сборки воздействует на триггер Тг315, который через усилители УМ116 и УМ116' размыкает цепь ввода информации в БДу. Таким обра­ зом, изменений состояния триггеров Тгб, Тг7, Тг9, связанных с со­ ответствующими дискриминаторами ординат, не произойдет, а ор­ дината у (t -|- я) будет зафиксирована в Тг8. Эта ордината будет подводиться к блоку задания весовых коэффициентов в течение ин­

и записи ее в накопительные конденсаторы с учетом весовых коэф­ фициентов, т. е. после вторичного переброса управляющего триг­ гера ТгЗ, триггер Тг315 будет возвращен в исходное состояние. Контакты М116 и М116' при этом замкнутся, вновь обеспечив до­ ступ рабочей и служебной информации в БДЦ.

Рассмотрим работу устройства в режиме считывания информа­ ции и записи ее в накопительные конденсаторы. В этом режиме на схемы совпадения И8 и И9 от триггера ТгЗ поступают разрешаю­ щие напряжения и, тем самым, осуществляется связь выходных цепей ЭДУЗ с блоком задания весовых коэффициентов. Определе­ ние функции корреляции в устройстве не сопровождается опера­ цией пропорционального умножения, а сводится к запоминанию простейших альтернативных событий 0 и 1. Затем производится

операция осуществляется с помощью группы схем И12—И113. “Так, например, если г'-й триггер канала ординат ЭДУЗ в момент опроса коммутатором находится в нулевом положении, то отрица­ тельного импульса на ЭП10 не поступит. С выхода инвертора НЕ6 через схему совпадения И9 и эмиттерный повторитель ЭП9 отри­ цательное напряжение поступает на входы схем совпадения И313—И316. Факт пребывания сигналов х (t) и у (t + т) в первом интервале фиксируется схемой совпадения И316, на второй вход которой подается разрешающее напряжение с выхода триггера Тр9. Это напряжение воздействует на усилитель УМ4, магнитоуправляе­ мый контакт которого подключает і-ю накопительную емкость к де­ лителям напряжения. В этом случае магнитоуправляемый контакт

М5 находится в разомкнутом состоянии, и постоянная времени за­ ряда емкости С(- определяется суммой сопротивлений R24 и одного из дополнительных сопротивлений R21 -ч- R23. Если модуль сиг­ нала X (t) находится в данный момент во II интервале квантования, контакт М5 замыкается, так как в этом случае с опрашиваемого триггера ЭДУЗ снимается «1» и через ЭП10, И8, ЭП8 срабатывает УМ5. Постоянная времени заряда емкости при этом уменьшится, сигнал с опрашиваемого триггера ЭДУЗ попадает на одну из схем совпадения И317—И320. Факт пребывания х (/) во II, а у (t т)

в I интервалах фиксируется схемой совпадения И320. Напряжение

свыхода И320 подается на УМ4, который замыкает свой контакт М4 и подключает соответствующую накопительную емкость к де­ лителю напряжения; контакт М5 при этом замкнут.

Делители на сопротивлениях в блоке БНн предназначены для получения напряжений, пропорциональных весовым коэффициен­ там интервалов анализа. В приборе предусмотрена возможность подключения осциллографа к шине, объединяющей все накопитель­ ные емкости. На экране осциллографа по истечении времени, не­ обходимого для полного заряда накопительных емкостей, можно наблюдать кривую корреляционной функции. Стирание накоплен­ ной информации производится путем разряда емкостей на землю с помощью переключателя П5. Визуальное наблюдение характера кривой RXI/ [{TIN) р], точек ее перегибов и экстремумов, скорости спадания основного максимума позволяет в ходе определения кор­ реляционной функции вносить коррективы в эксперимент, напри­ мер, менять частоту дискретизации входного сигнала, выбирать необходимую длительность реализации случайного сигнала (дли­ тельность анализа) и т. п.

2. Режим «медленного считывания» предназначен для обеспе­ чения возможности последующего многократного просматривания формы измеренной RXIJ [TIN р] в целом или любой произвольно выбранной ординаты, с помощью встроенного в прибор стрелочного прибора, входящего в комплект аппаратуры вольтметра типа ВК7-10А с одновременной регистрацией номера этой ординаты циф­ ровым индикатором счетчика на лицевой панели.

В режиме «медленного считывания» при использовании вольт­

в этом режиме осуществляется кнопкой «Общий сброс». Триггер уп­ равления при этом устанавливается в исходное состояние, с его левого плеча подается разрешающее напряжение на схемы И213—

—И312 и схему ИЗ; последняя пропускает импульсы с частотой 0,5 гц с выхода генератора ГЗ. Эти импульсы инвертируются НЕ2 и поступают на входы правых плеч триггеров коммутатора. Триг­ геры коммутатора поочередно срабатывают с частотой 0,5 гц и воз­ действуют на схемы И13—И212. Триггеры ЭДУЗ через схемы И13—И212 передают информацию о величине и знаке ординат сигнала х (t) в блок БЗВК, откуда взвешенная информация через

150

тора) счетная декада Сч2 переполняется, триггер ТгЗ опрокиды­ вается, но повторного запуска коммутатора не происходит.

Поиск интересующей ординаты корреляционной функции на­ чинается в момент нажатия КН1. Номера зарегистрированных при­ борами ординат последовательно появляются на цифровом табло (индикаторные лампы ИН1, ИН2). При появлении на табло номера искомой ординаты с помощью тумблера П4 вручную прекращается подача импульсов в коммутатор и в счетчики; стрелочный прибор при этом оказывается подключенным к определенному накопитель­ ному конденсатору блока БН R. При желании можно продолжить считывание ординат RXIJ {{TIN) и), замыкая тумблер П4, при этом поиск будет продолжен со следующего номера ординаты корреля­ ционной функции.

3. Как известно из спектральной теории, определение спект­ ральной плотности мощности случайных сигналов методом Фурьепреобразований корреляционной функции сводится к последова­ тельному перемножению ординат R XI/ {{TIN) р) на набор косинусо­ идальных функций в точках совпадения их аргументов и последую­

щий ИП2, дискретизируется с частотой, равной частоте генератора Г З ; частота дискретизации при этом должна совпадать с частотой дискретизации сигналов в режиме определения корреляционной функции. Начало спектрального анализа должно совпадать с мо­ ментом достижения синусоидальным сигналом максимального зна­ чения, т. е. с момента, начиная с которого входной гармонический сигнал может считаться косинусоидальным. Для отыскания макси­ мального значения косинусоидального сигнала последний подается на схему, состоящую из ограничителя, триггеров Тг318 и Тг314

исхемы И. При достижении максимума отрицательной полуволны

сТг314 подается отрицательный перепад на запуск коммутатора и на УМ115 (последний замыкает контакт М115).

Дискриминация сигнала производится по пяти интервалам кван­ тования. Факт пребывания косинусоидального сигнала с ампли­ тудой 4 в в определенном интервале квантования регистрируется дискриминаторами ординат ДОІ—Д04 и схемами отрицания

НЕТ1—НЕТ4, выходы которых подключены к усилителям магни­ тоуправляемых контактов УМ9—УМ 12. Так как УМ8 подклю­ чается непосредственно к Д04 при попадании входного сигнала в 5-й интервал квантования отрицательный перепад на его входе

поступает с выхода Д04. Контакты М8—M l 2 находятся в блоке накопления ординат спектральной плотности БН8.

Взависимости от того, в каком интервале квантования находится

вкаждый момент мгновенная выборка косинусоидального сигнала, меняется постоянная времени интегратора путем подключения од­ ного из резисторов R17 ч- R21 контактами М8—М12. Принципи­

альная схема интегратора показана на рис. 2-26. Как только коси­ нусоидальный сигнал достигает максимального значения, коммута­ тор начинает поочередно подключать к интегратору накопительные емкости С100—С1 через тот или иной резистор R17 ч- R21. При подключении каждой из емкостей выходной сигнал интегратора возрастает на величину, пропорциональную произведению орди-

Рнс. 2-26. Принципиальная схема интегратора

наты корреляционной функции Rxy \(T/N) р I, записанной в этой емкости, на значение косинусоидального сигнала в данный момент. Текущая полярность записываемых в емкость интегратора сигналов определяется произведением {sgn (cos (TIN) р)\- \sgnRxx((T/N) \i)} и учитывается с помощью группы контактов Мб, М6' , М7, М7', управляемых Тг318.

Величины зарядных сопротивлений R17 ч- R21 выбираются с учетом дифференциального закона распределения синусоидаль­ ного сигнала. Таким образом, интегратор накапливает оценку ор­ динаты кривой спектральной плотности S (со).

Для того чтобы емкость в цепи обратной связи интегратора на­ чала заряжаться лишь с момента достижения косинусоидальным сигналом максимума в схеме предусмотрен контакт M l 20, управ­ ляемый триггерами ТгЗІб, Тг317 и УМ120. Перед началом измере­ ния каждой ординаты спектральной плотности триггеры схемы оп­ ределения максимума кнопкой общего сброса Кні приводятся в ис­ ходное состояние. Контакт М120 при этом разомкнут. Кнопкой «Сброс 5 (<а)» интегратор устанавливается на нуль. При достиже­ нии максимума сигнала на Тг317 подается положительный перепад,

152

что приводит к появлению отрицательного сигнала на входе УМ120 и замыканию М120.

Для того, чтобы результирующий уровень измеряемой величины не зависел от частоты дискретизации сигнала, время заряда емко-

Рис. 2-27. Осциллограммы функций корреляции случайного сигнала си­ нусоидального напряжения (а) и последовательности прямоугольных импульсов — (б)

сти интегратора при подключении каждой из емкостей ограничи­ вается с помощью магнитоуправляемого контакта M l 18 до 5 мсек (соответственно длительности импульса при максимальной частоте дискретизации — 100 гц).

На рис. 2-27, а—в показаны фотографии, сделанные с экрана осциллографа, подключенного к прибору, при измерении функций корреляции случайного сигнала синусоидального напряжения и последовательности биполярных прямоугольных импульсов.

чае, различные амплитуды и начальные фазы и одинаковые угловые частоты,

153

понимается величина

Дф — ф2С ф1с.

Известные в настоящее время методы измерения Дф основаны на опре­ делении пропорционального Дф временного интервала А/ЕЕ Дф отсчитывае­ мого между точками перехода через нуль с одинаковыми знаками производ­ ных напряжений у х (t) и у ((). Различие между этими методами заключается, в основном, в выбранном способе перехода от Д t к Дф. Чаще всего при изме­ рении сдвига фаз двух инфразвуковых колебании используют соотношение

Дф = (Дt/Tc)360°,

где г с — -------- период инфразвуковых колебании. Это соотношение поло-

(0с

жено в основу современных инфразвуковых цифровых фазометров типа НФ-2 н НФ-ЗМ. Здесь значения /с и Д< определяются путем цифрового счета им­ пульсов, получаемых от стабильного генератора. Метод предлагает исполь­ зование минимального количества информации об анализируемых сигналах— фиксацию моментов перехода напряжений через нуль. Отказ от использо­ вания полного информативного объема приводит к достаточно слабой поме­ хоустойчивости метода, к значительной зависимости показаний приборов от накладываемых на анализируемые сигналы помех, искажающих формы напряжений; при этом моменты перехода через нуль фиксируются с погреш­ ностью, определяемой законом распределения помехи.

Помехоустойчивые фазовые измерения могут быть выполнены на основе использования корреляционных методов обработки сигналов. При этом сле­ дует иметь в виду, что автокоррелироваине полнгармонического сигнала

П

t=i

разрушает фазовую картину, т. е. соотношения между начальными фазами составляющих. Применяя к (3-1) автокорреляционный алгоритм, имеем;

154

Из (3-3) видно, что полмгармоиический сигнал, образующий автокорре­ ляционную функцию сигнала (3-1), имеет общие с у (t) частотные'составляющне, амплитуды которых равны полуквадратам амплитуд составляющих исходного сигнала; фазы же всех составляющих R y (т) одинаковы и равны я/2. На рис. 3-1 показана качественная картина преобразования фазового спектра полигармонического сигнала при вычислении его автокорреляцион­ ной функции.

Для случая взаимной корреляции двух гармонических колебаний

Рис. 3-1. Преобразование фазового спектра полигармониче­ ского сигнала при его автокоррелнрованин

Выражение (3-5) является алгоритмом для измерения сдвига фаз двух гармонических сигналов корреляционным способом. Оно представляет со­ бой нормированный взаимокорреляционный момент. Действительно,

155

тогда

ляется предметом исследования, поступают на нормирующие устройства Нормализация входных напряжений по амплитуде, которая может быть

обработки сигналов БП О, где происходит их дискретизация по времени и квантование по уровню. Импульсы с выходов S -канальных амплитудных квантизаторов, выполненных по схемам дискриминаторов ординат, несут информацию о величинах входных сигналов и времени их пребывания в со­ ответствующих интервалах квантования. С выходов Б П О сигналы поступают в арифметическое устройство А У , выполняющее операцию взвешенного ло­ гического умножения; оптимальный вес логического произведения опреде­ ляется соотношением (см. параграф 2-3):1

С выхода А У сигнал поступает на индикатор И, шкала которого про­ градуирована в единицах измерения фазовых углов (градусы, радианы). Блок управления (БУ) осуществляет синхронизацию всех блоков схемы. Точность измерения фазовых сдвигов регулярных сигналов в значительной степени зависит от параметров трактов предварительной обработки сигналов в ка­ налах коррелометра. Как показано в [126], повышение точности фазоизме­ рительных устройств связано с разработкой одноканальных приборов. Бла­ годаря наличию одного канала естественные изменения параметров транзи­ сторов, электронных ламп, старение сопротивлений, конденсаторов и других

156

элементов не влияют на точность измерения приращения фазы. Кроме того, исключается вопрос о подборе идентичных по своим характеристикам дета­ лей, а также устраняются погрешности от частотно-фазовых и амплитудно­ фазовых искажений.

Рассмотрим поэтому одноканальный коррелометр, блок-схема - которого приведена на рис. 3-3. Будем полагать, что коррелометр функционирует в режиме измерения взаимокорреляционпой функции случайных сигналов (под последними можно понимать смеси регулярных сигналов с помехами).

личные от нуля мгновенные произведения с выхода множительного устрой­ ства М У поступают на вход второго распределительного устройства Р У 2 через период частоты коммутации. Вследствие этого каждый второй импульс устройства управления У У , синхронизирующий второе распределительное устройство, оказывается холостым, т. е. частота подключения интегрирую­ щих устройств И У І — И У п блока Р У 2 к выходу М У оказывается в 2 раза меньше частоты импульсов устройства управления У У . Поэтому синхрони­ зирующие импульсы устройства управления, определяющие скорость опроса коммутатора К2, поступают на вход последнего через делитель частоты ДЧ2

157

лучевой трубки ЭЛТ периодически разворачивается, таким образом, корре­ ляционная функция входных сигналов.

Измерение автокорреляционных и взаимокорреляцнонных функций слу­ чайных сигналов описанным коррелометром имеет некоторые специфические особенности. В частности, не представляется возможным измерять ординату корреляционной функции, абсолютно совпадающую с дисперсией сигналов (по значению и положению на оси т). Это обстоятельство объясняется прин­ ципиальной невозможностью получения совпадающих по времени мгновен­ ных выборок сигналов х (t) и у (I) при коммутировании входного устройства коррелометра; мгновенные выборки сигналов, снимаемые с выходных зажи­ мов входного устройства коррелометра, сдвинуты по осп времени на дли­ тельность периода коммутирующих импульсов 7*. Из сказанного следует, что смещение по оси т первой ординаты корреляционной функции, измеряе­ мой коррелометром, определяется частотой коммутирования входного уст­ ройства и обратно ей пропорционально. Следовательно, увеличивая частоту коммутации /*, можно добиться сколь угодно близкого (но оси т) приближе­ ния первой ординаты измеренной корреляционной функции к ее значению при г = 0.

Рассмотрим это положение для случая измерения автокорреляционной функции случайного сигнала х (t), нормированная спектральная плотность которого равномерна в некотором интервале частот «х — co„

1

(Ox < со < Q)a;

Gx (to) =

вне.

Дисперсия сигнала х (/) определится соотношением:

О),

Первая ордината корреляционной функции, измеренной предлагаемым коррелометром, будет соответствовать абсциссе т0, равной периоду следова­ ния импульсов коммутирующего напряжения:

Значение корреляционного момента, соответствующего т = т0, найдется в виде:

Rxx Ы = I °х (и) C0S

со,

Разделив обе части этого неравенства на R xx (0)

Rxx(x0)' < 8

Rxx (0) J

158