книги из ГПНТБ / Кондратьев, С. Л. Применение метода функционального моделирования для оценки помехоустойчивости систем связи
.pdfподобны реальной величине или процессу. Если до нелинейного преобразования взять реальную часть, то не произойдет никакой ошибки. Поэтому главный недостаток такого представления состоит в том, что оно используется только для отображения стационарных процессов, в то время как сигнал (поскольку он всегда модулирован) не может быть стационарным. Важно от метить, что если моделируется стационарный процесс, то такое представление при соблюдении первого условия является совер шенно строгим.
Второе условие порождено использованием лишь линейной группы подобий, хотя теория и не исключает применения нели нейного подобия. Реальные физические элементы всегда яв ляются нелинейными. Поэтому второе условие, строго говоря, никогда не выполняется. Поскольку многие ФЭ принципи ально должны быть линейными, то нелинейные участки харак теристик стремятся не использовать. Таким образом, под НЭ понимаются только те ФЭ, которые выполняют необходимые нелинейные преобразования. В радиоприемном устройстве это будут преобразователи, детекторы и ограничители. К ним в усло виях сильных помех приходится добавлять и усилители, рабо тающие за пределами динамического диапазона.
Принято считать НЭ безынерционными по крайней мере в KB диапазоне, относя инерционность к линейной избирательной си стеме, являющейся его нагрузкой. Несмотря на существенные успехи в области полупроводниковых приборов, такое предполо жение для них все же менее обосновано, чем для радиоламп. Поэтому в общих случаях активный элемент усилителя уже нельзя считать подобным преобразователем, если не отображена его инерционность. Тем более это недопустимо, когда он яв ляется нелинейным.
Если поведение нелинейного элемента описывается функцией
У ( * ) = / [ • * (01. |
(3-2.13) |
то задача моделирования этого элемента |
сводится к построе |
нию такой модели, которая обладает необходимым коэффициен том подобия во всех требуемых условиях функционирования. Учитывая, что тождественное отображение невозможно, следует рассмотреть различные методы аппроксимации или интерполя ции, позволяющие получить наилучший коэффициент подобия при заданном процессе на входе модели и неизбежной дискрети зации по времени и квантованиях по уровням, свойственным моделированию на ЦВМ. Задача усложняется стремлением полу чить эффективный алгоритм и поэтому может не совпадать с традиционными методами аппроксимации, удобными при обыч ных ручных вычислениях. Поскольку результаты на выходе мо дели также дискретны, то существенно определить, каким даль нейшим преобразованиям они будут подвергаться. Если, на пример, результаты моделирования предварительно сглажи-
90 |
ваются вручную, то следует использовать один метод, а если эти данные являются входными для следующей модели, то с учетом ее функциональных свойств, возможно, потребуется другой метод аппроксимации (интерполяции).
Так как сигнал отображается спектрально-временной мо делью, можно 'показать, что необходимым условием достижения приближенного подобия на различных временных интервалах является использование алгоритмов аппроксимации (интерпо ляции), обладающих свойством инвариантности к временным сдвигам. Такими свойствами обладают, например, алгебраиче ские и тригонометрические полиномы степени п:
|
|
п |
|
|
У ( 0 = У ( * + 7 - * ) = |
2 |
е *'*; |
|
|
|
|
|
|
(3-2.14) |
y(t)= |
2 ( a u C 0 S U ) f c ' |
+ |
&fts i n u ) ft^)- |
|
Первые к тому же легко реализуются на |
ЦВМ, зато вторые |
|||
в ряде случаев позволяют получить лучшие оценки. |
||||
Вопросы выбора |
аппроксимирующих |
(интерполирующих) |
функций с учетом дискретизации и квантования касаются не
только НЭ, но и нелинейных функций |
вообще, |
поскольку даже |
|
линейные фильтры |
обладают нелинейными АЧХ и ФЧХ. Здесь |
||
не предполагается |
обсуждение всех этих сложных проблем, и |
||
лишь в конце данного параграфа |
сделаны |
предупреждения |
против типичных ошибок, допускаемых при разработке моделей.
Необходимо отметить, что при моделировании на ЦВМ стрем ление использовать сложные аппроксимирующие (интерполи рующие) функции оказывается, как правило, необоснованным. Их использование может явиться причиной числовой неустойчи вости, обусловливаемой трудностью согласования интерваловдискретизации сигналов « характеристик линейных и нелиней ных элементов.
В зависимости от вида представления входного и выходного сигналов возможны различные подходы при моделировании НЭ.
Сигнал на входе НЭ может быть задан в виде суммы гармо нических составляющих:
|
'к |
|
|
х (t) = х0 + |
2 *sc o |
s ( ш / + Ъ)• |
(3.2.15) |
|
|||
Тогда на выходе будем иметь: |
|
|
|
N |
к |
|
|
у ( о = 2 ап[хо |
+ 2 |
* * c o s к * + ? * ) ] " |
|
Я=0 |
5=1 |
|
|
Л' |
к |
|
(3.2.16) |
= 2 ьп [ 2 * * c o s к * + ? * ) ] " •
л=0 S-1 |
91 |
|
Таким образом, необходимо возвести в степень тригоно метрический полином
|
|
|
|
к |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 - * * c |
° s K ' + |
?*)]"- |
|
|
|
|
Получим |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
к |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
[ 2 * * с м w + * > ] " = S / , , 1 ^ 1 . ' . . л » - * № • |
>X |
|
||||||||
|
X cos* (a^tf + |
?i)cos"'(a>^ + <p2).. .cos"*(«y -j- cpfc). (3.2.17) |
||||||||
Здесь суммирование производится по всем значениям |
ph |
при |
||||||||
чем ри |
р г , . . . , |
рк |
— любые |
целые |
положительные |
числа, но |
||||
выполняется |
условие |
|
|
|
|
|
|
|||
Учитывая, что |
|
Р\ + Рг -(-... + Рк |
= |
я. |
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
cos'a = 9<71-1 |
^ |
j cos ?ос + ^ |
j cos (? - |
2) a -f ^ |
)c o s |
- 4 ) а |
+ |
|||
|
|
|
|
|
при q — четном, |
|
|
|
||
|
cos*а |
= |
2«- |
* jcos<7<x + |
^ |
jcos (<?- -22)) о |
+ |
|
||
'Г |
j C O S (<7 |
-4)о + . . . + , |
cos а |
при |
? — нечетном, |
производим перемножение косинусов и затем суммирование всех составляющих с косинусами равных углов.
Для формулы (3.2.17) составлена АЛГОЛ-программа для полинома-6-й степени и суммы четырех гармонических состав ляющих. При этом учтено, что нагрузкой НЭ является линейная избирательная система, пропускающая преобразованный спектр сигнала в интересующей нас полосе частот (ш'-т-со")-
С помощью символического разложения в ряд Тейлора выве дены формулы для определения всего спектрального состава
92
в целом и каждой компоненты в отдельности на выходе НЭ. Для случая одной переменной
у ~ п х ) - t i " ^ |
2 8 ( " + - - - + - * ) ( * i i ) ' . . . ( * * i 7 " |
|||
|
со |
со |
со |
со |
[2 (я, + . . . + Л л ) + Л + . . . +pk]l
X
X А : ? П , + / " • • • J ^ * + J , * C O S |
+ / > А ) - |
(3.2.18) |
Здесь первый член разложения определяет постоянную со ставляющую, второй член —любую из гармонических состав ляющих.
Нижние пределы выбираются из условия / z , + / z 2 + . . . + A f t = l , т. е. если одно из Л равно единице, остальные равны нулю.
Поскольку аппроксимирующая функция задана полиномом степени N, то коэффициенты, имеющие номер больше TV, бу дут равны нулю, а верхние пределы суммирования также
конечны и будут определяться для первого |
члена |
выражения: |
||||||||||||
2 (/&, + |
. . .+nk)^.N |
и |
для |
второго |
члена: |
2 (л2 + |
. . . +nk) - f |
|||||||
Большой интерес представляет подобный вывод для функ |
||||||||||||||
ции от двух переменных, |
что характерно |
для |
НЭ |
типа пре |
||||||||||
образователя: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
хш=хШа |
+ хш cos Ы; |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
k |
|
|
Qct; |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
XQ—Хда -\- 2 |
J C S ( . C O S |
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
•s-1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
00 CO |
|
CO |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
CO |
00 |
|
X |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
m—0 |
я,—0 лд=0 |
|
|
|
|
|||
V |
(2/»)l [2 (Wj-f-. . . + |
г |
rtft)]! |
Ъчт, 2 (n,+ . . . +nk) |
nm |
|
2 |
„ , |
2 n |
|||||
|
rr—,—; |
: |
|
|
|
Ли |
XQ |
. |
. . XQ .K |
|||||
|
|
2 2 (»+»•+ • • . • + « * ) ( О Т 1 ) 8 ( Я | ) * . . . ( Я л 1 ) 9 |
|
|
|
' |
|
. |
k |
|||||
|
|
со |
со |
|
со со |
CO |
|
CO |
|
|
|
|
93
|
|
|
(2т+р)\ |
|
[2 (д, + . •. + hk) + ?,+ ••• |
v |
|
|
||||
|
|
A |
22 |
("'+«.+ • • • +nk) +P+<7,+ . . . +qk-\ |
X |
|
|
|||||
у |
Ь № . 2 ( п , + . . . + я А ) |
+ - ? • + • - . + ^ |
+ p 2 + ? , |
*ь+ч. |
|
|||||||
*{m+p)\m\(n1+qi)\Ti1\...(ritt+qk)\nk[X*> |
Xa* |
•••Хз» |
|
X |
||||||||
|
|
|
|
|
X cos (/*o + ^ |
± ? A ) |
|
|
(3.2.19) |
|||
где |
|
|
. . + / f t |
= l . Здесь также аппроксимирующая |
функция |
|||||||
задана |
|
полиномом |
степени |
P+Q, |
и, следовательно, |
верхние |
||||||
пределы суммирования и номера коэффициентов |
будут ко |
|||||||||||
нечны. С помощью |
этого |
алгоритма можно исследовать и воз |
||||||||||
действие |
на . НЭ |
случайных |
сигналов. При этом |
случайный |
||||||||
процесс |
п (t) представляется |
в виде |
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
*макс |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
« ( 0 = |
2 |
с* COS (ш0* +• «рЛ), |
|
|
|
|||
где ск |
и ®А —случайные |
числа, подчиняющиеся |
заданному за |
|||||||||
кону |
|
распределения, |
а |
w0 = —- |
Г—интервал |
времени, в те |
чение которого ck и tpft — постоянные числа.
Рассмотренные модели удобно применять при исследовании вопроса об иаменении спектра сигнала на выходе НЭ. Однако для оценки влияния НЭ на достоверность принимаемой инфор мации и на группирование ошибок требуются дополнительные преобразования, что затрудняет их использование. Поэтому в ряде случаев оказывается выгодным предварительный переход путем введения дополнительной аппроксимации самих получен ных выходных величин. Экспериментально установлено, что для некоторых функций предварительная ручная аппроксимация по зволяет получить более близкие результаты, чем машинные методы.
Возможен и другой путь приближенного решения задач, осо бенно в тех случаях, когда IB канале имеется несколько НЭ, лавинообразно размножающих спектр. Он основан на введении «функции расхождения», т. е. на различии между формой (функ цией времени) после каждого НЭ до аппроксимации или усече ния спектра и после нее. Определение допустимой функции рас хождения окончательно устанавливается по критериям подобия, используемым при решении, данного типа задач.
Наиболее распространенной ошибкой при аппроксимации яв ляется «интуитивное предположение» о том, что сочетание линей ной интерполирующей функции с кривыми второго порядка вполне допустимо. Такая, кажущаяся на первый взгляд естест
ву
вевнои, замена реальных характеристик может привести к весьма грубым ошибкам при использовании нормированных к единице значений вместо истинных величин переменных. В частности, отображение в одном масштабе оигналов передатчиков и прием ников и использование указанных скруглений кривых при ли нейной аппроксимации их линейных участков может привести к ошибкам отображения квазигармонических сигналов в пере датчике, на несколько порядков больших, чем для сигналов при емника.
Второй часто встречающейся ошибкой является выбор шага по времени At на основе формальной границы, устанавливаемой теоремой Котельникова. Поскольку подобие может быть достиг нуто только при коэффициенте корреляции близком к единице, то интервал At должен быть в несколько раз меньшим интервала между некоррелированными отсчетами. По порядку величин он должен быть примерно тем же, что и при рассмотрении линей ных систем.
§ 3.3. Модель автогенератора
В основе метода функционального моделирования автогене ратора использован принцип разделения автоколебательной си стемы на функциональные элементы ;и подобного их отображе ния. В соответствии с утверждением 11, достаточными условиями подобия модели и системы оригинала, состоящей из ряда ФЭ, является подобие каждого из них, при обеспечении подобия свя зей между ними. Это означает, что должно быть.соблюдено подо бие между моделями и оригиналами нелинейного элемента, ли нейной системы, системы обратной овязи и генераторов шума, имитирующих действие различных источников внутренних флук туации системы..
Исходя из физической картины основных процессов, происхо дящих в автогенераторе с учетом действующих в нем источников внутренних аддитивных шумов, модель автогенератора может быть представлена функциональными элементами, соединенными между собой так, как показано на рис. 3.5 (блоки 1—4). Каж дый из ФЭ в отдельности при моделировании должен быть подобен оригиналу и может быть представлен либо временным, либо спектральным оператором, осуществляющим преобразова ние входных процессов. Принципиальных возражений против временного или спектрального подхода к решению данной задачи нет. Однако следует учитывать, что временной подход таит в себе существенный недостаток, заключающийся в том, что по флуктуациям временной функции невозможно в отдельности устано вить величины амплитудных и фазовых флуктуации.
3.3.1. Моделирование линейной инерционной системы
Рассмотрим сначала возможности временного моделирова ния. В этом случае линейная инерционная система должна быть
05
представлена временным оператором, воздействующим на сиг нал в виде функции времени. Таким оператором, осуществляю щим преобразование импульсного процесса, будет импульсная характеристика линейной инерционной системы.
/ёяератор и/ума
2.
\Линейная MO/ieSa/пельмая'
[система! и система о&рал ной сРязи
Система абтоматичеслог^ смещения
Нелинейный элемент
Е
I1 »' I
I 5 *
X
Блок памяти
Блок построения z(.ti)=f)(tiycos<*>(ti)
1
Коррелометр X(z)
Блок uHmeepatyfuHeso пррoSperiofirHtai
4 1
Рис. 3.5.
Учитывая существующие сложности экспериментального сня тия импульсных характеристик, определим их теоретическим путем. В соответствии с рис. 3.66, «а котором представлена схема линейной инерционной системы трехточечной схемы авто генератора с емкостными связями, зависимость между импульс ными воздействием на входе этой системы и реакцией h(t) на выходе может быть описана линейным дифференциальным уравнением:
d'h(t) |
\LC'LCS , n I |
, |
L\i |
d |
h(t) |
1_ГГ_ — Z. СоС5 dt3 |
3 |
|
|
2 |
|
1 |
|
|
|
|
96
dh (i) dt
i [ - R ? + t + 1 + i - t - ] * < ' ) + m c : i f t ' « * - < 3 - 3 - 1 )
Рнс. 3.6.
Из (3.3.1), пользуясь операторным методом, можно опреде
лить импульсную характеристику:
где а, р, f и 8—корни уравнения
|
|
(3.3.3) |
7 Зак. 802. |
! |
37 |
десь:
b.—LC9C,2^3! |
|
||
|
LC4 |
+C2 |
|
|
|
|
+ C3 ; (3,3.4) |
|
|
|
Rc |
, |
1 |
Г /?(«>) |
c3 f 1- |
1
RiRfii
Если аппроксимировать действующий на входе линейной си стемы временной процесс последовательностью примыкающих импульсов одинаковой длительности At, то можно, воспользо вавшись «методом интеграла наложения», определить выходной процесс в виде функции времени:
(3.3.5)
k-0
которая тем точнее будет отражать выходной процесс uBUX{t), чем меньшей длительности д£ аппроксимирующие импульсы.
Если воздействие на входе линейной инерционной системы представлено спектром в виде:
" в х |
( 0 = 2 |
иь c o s |
(<»*'+?*). |
(3.3.6) |
то спектр реакции на |
выходе |
этой |
системы: |
|
л |
|
|
|
|
"вых (0 = 2 |
W W |
COS W + « P * + * W L |
(3.3.7) |
|
*-1 |
|
|
|
|
где K(<ok) и Ф (o)f t )—значения амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик линейной инерционной системы на частотах шй.
3.3.2.Определение критериев подобия для некоторых типов автогенераторов
Важное значение при моделировании имеет не только рас смотрение степени подобия модели и оригинала автогенератора, но и определение степени подобия оригиналов различных типов автоколебательных систем. Если будет установлено подобие
нескольких типов автогенераторов между собой, то это позволит распространить результаты исследования модели, подобной од ному из оригиналов, на все другие оригиналы, подобные пер вому.
Рассматриваемый в настоящей работе класс автогенераторов может быть реализован в ряде различных вариантов, отличаю щихся друг от друга типом нелинейного элемента (лампа, тран зистор, туннельный диод и др.), видом обратной связи (транс форматорная, автотрансформаторная или емкостная), типом об ратной связи (внешняя или внутренняя).
Как указывалось ранее, подобие нелинейных элементов обес печивается тождественностью их нелинейных и фазо-частотных характеристик в рабочей области изменения входных сигналов. Поэтому автогенераторы на лампах и транзисторах не могут рассматриваться полностью подобными автогенераторам на тун нельных диодах, так как здесь нет подобия нелинейных элемен тов и обратных связей.
Независимо от типа нелинейного элемента возможно приме нение одного из трех вариантов линейных колебательных систем, которые отличаются видом обратной связи, осуществляемой в автогенераторе. На рис. 3.6 представлены схемы этих вариантов линейных колебательных систем: а) схема с трансформаторной обратной связью, б) схема, емкостной трехточки и в) схема авто трансформаторной трехточки. Для того, чтобы решить вопрос о степени подобия автоколебательных систем, построенных по этим схемам, необходимо определить, подобны ли они между собой. Составим для каждой схемы интегродифференциальные уравнения, которыми будут связаны между собой через пара метры схемы ток на входе i и напряжение на выходе и.
Для схемы с трансформаторной обратной связью йнтегродиф-
ференциальное уравнение может быть представлено в виде |
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
LnC0 |
_ da L J I f |
|
|
|
/?0С„ |
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
м |
|
|
|
|
|
|
|
( з.3.8а) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
для |
схемы |
емкостная |
трехточка |
|
|
|
|
|||||||
.-_ |
^ 8 |
da |
|
^ |
|
~ d |
d*u |
|
^ |
|
~ |
d*u |
1 _ 1 ^ - 1 , i |
|
||
|
— |
c ^ |
' 4 t ^ |
|
|
i r |
|
|
d |
F ' |
"с7~"сГ ' c7 c |
|||||
1 |
|
|
|
L |
|
u |
|
|
+ 1 < |
|
z |
|
|
|
2 |
+w 3 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(3.3.86) |
|
|
|
для |
схемы |
автотрансформаторная |
трехточка |
|
-j-j-^^ |
udt-dt-dt, |
Z 0 = ^ + Z a + Z a . |
(3.3.8в) |
7* |
|
|
99 |